개요: 여기에서는 클램프, 바이어스 및 AC 결합 비디오 신호, 각각에 적합한 신호, 듀얼 및 단일 전원장치의 장단점, 그리고 어떤 회로가 일부 애플리케이션을 위해 본질적으로 더 나은 이유에 대해 설명한다.
비디오 신호를 왜 AC 결합해야 하는가?
아직까지 이 질문을 제기하지 않았다면, 반드시 제기해 보아야 한다. 정부 의무 조항, 고객 사양, 또는 산업 프로토콜 때문에 AC 결합을 하는 것이라면, 그건 옳은 일이다! 많은 경우, 이것은 애플리케이션이 단일 전원을 가지고 있기 때문이고, 우리는 AC 결합을 해야 한다고 느낀다. 한편, 단일 전원으로 하려면 비디오를 AC 결합해야 하고 이 때문에 비디오 품질이 저하되기 때문에 듀얼 전원이 사용되기도 한다.
따라서 더 진행하기 전에 몇 가지 사실을 살펴보자. 단일 전원 회로는 디지털-아날로그 컨버터(DAC)와 같은 단일 전원 소스에 의해 공급되고, DAC의 출력은 출력에서 접지를 초과하는 동적 범위를 보장하기 위해 레벨 변환(DC 동작)될 수 있다. 이러한 접근방식을 별도로 구현할 때 일반적인 실수는 연산 증폭기가 접지 미만에서 신호를 감지할 수 있기 때문에 출력에서 신호를 재생할 수 있다고 생각하는 것이다. 이것은 잘못된 생각이다. 통합된 단일 전원 솔루션이 진짜 정답이지만, 업계는 유럽에서 SCART가 하는 것처럼 비디오 출력을 위해 오프셋 DC 레벨을 받아들여야 할 것이다(SCART는 프랑스 회사 Peritel이 개발한 시청각 장비 상호연결 산업 표준임).
물론, 비디오 신호를 AC 결합하면 문제가 생긴다. 신호의 DC 전압 레벨은 이미지 밝기를 설정하고 신호가 다음 스테이지의 선형 영역에 들 수 있도록 AC 결합 후 재구성되어야 한다. 이 과정을 "바이어싱"이라 하는데, 비디오 신호의 파형 그리고 바이어스 포인트에 대해 필요한 정확성과 안정성에 따라 서로 다른 회로를 사용한다. 오디오와 같은 사인파 신호는 저항 커패시터 (RC) 결합을 사용하여 안정된 바이어스 전압을 구축한다.
불행히도 S-비디오의 크로마 신호(C)만이 사인파에 근접한다. 루마(Y), 컴포지트(Cvbs) 및 RGB는 기준 전압 레벨(이 레벨 미만에서는 동기 파형이 부착될 수 있음)로부터 한 방향으로 달라지는 복잡한 신호이다. 그러한 신호는 클램핑이라는 비디오 고유의 바이어스 형태 방식을 필요로 하는데, 그 이유는 이 방식이 신호의 한쪽 끝을 기준 전압에 "결합(clamp)"하고 다른 쪽 끝은 가변 상태로 남겨두기 때문이다. 이 전통적인 형식은 다이오드가 비디오의 동기에 의해 활성화되는 다이오드 클램프이다. 그러나 다른 형식도 있다.
예를 들어, 색차 신호(Pb 및 Pr)와 그래픽 RGB는 "키이드 클램프(keyed clamp)"에 의해 더 잘 처리된다. 이 회로는 다이오드를 스위치로 교체함으로써 외부 (키) 신호를 사용하여 비디오가 클램핑되는 위치에 대한 외부 제어를 허용한다. 마지막으로 "DC 복구"라는 바이어싱 방법은 키이드 클램프에 피드백을 추가하여 아날로그-디지털 컨버터 (ADC) 이전에 바이어스 포인트의 정확성을 개선한다.
비디오 신호의 AC 결합
신호가 AC 결합될 때, 커플링 커패시터는 (신호의) 평균 값, 그리고 소스와 부하 간 DC 전위차의 합을 저장한다. 이것이 서로 다른 신호에 대한 바이어스 포인트의 안정성에 어떠한 영향을 주는지 보려면 그림 1을 참조한다. 접지된 저항 부하에 AC 결합이 될 때 사인파와 펄스 간 차이가 표시되어 있다.
그림 1. 사인파와 펄스에 대한 간단한 RC 커플링은 차동 바이어스 포인트를 제공한다.
처음에는 두 개의 신호 모두 동일한 전압 근처에서 변한다. 그러나 커패시터를 통과한 후에는 신호가 달라진다. 사인파는 하프 진폭 포인트 근처에서 변하고, 펄스는 듀티 사이클의 함수 전압 근처에서 변한다. 이것은 AC 결합을 사용할 경우 동일 크기의 사인파를 위해서보다는 가변 듀티 사이클 펄스를 위해서 더 많은 동적 범위가 필요하다는 것을 의미한다. 이 때문에 모든 펄스 애플리케이션용 증폭기는 동적 범위를 보존하기 위해 DC 결합된다. 비디오는 펄스와 같으며 DC 커플링을 선호한다.
여러분이 다루게 될 비디오 신호는 표준 진폭이 비디오 인터페이스에서 발견되는 그림 2와 같다(EIA 770-1, 2, 3 참조). S-비디오의 크로마, 그리고 컴포넌트 비디오의 Pb와 Pr은 위에서 설명한 것처럼 기준 전압점 주변에서 변하는 사인파와 유사하다. 루마(Y), 컴포지트 및 RGB는 0V("블랙" 또는 "블랭크" 레벨이라 함)에서 +700mV까지 (+) 방향으로만 변한다. 이것은 표준 때문이 아니라 업계의 묵계로 인한 것이다. 이것들은 모두 정의되거나 정의되지 않을 수 있는, 심지어 사용되거나 사용되지 않을 수 있는 동기 인터벌을 가진 복잡한 파형이라는 점에 유의한다. 예를 들어, 그림 2는 동기가 NTSC 및 PAL 형식으로 사용된 동기를 가진 RGB를 나타낸 것이다. PC (그래픽) 애플리케이션에서 동기는 별도 신호이며, RGB는 이것을 부착시키지 않는다. DAC 출력과 같은 단일 전원 애플리케이션에서는 동기 인터벌 동안 무부하 레벨이 다를 수 있다. 이것은 바이어스 방식 선택에 영향을 줄 것이다. 예를 들어, 듀얼 전원 애플리케이션에서 동기 인터벌 동안 크로마의 무부하 레벨이 0V가 아닐 경우, 이것은 정현파보다는 펄스에 가깝다.
그림 2. RGB(a), 컴포넌트(b), S-비디오(c) 및 컴포지트(d) 비디오 신호는 동기 인터벌, 활성 비디오, 동기 팁 및 백 포치를 보여준다.
이러한 복잡성에도 불구하고, 비디오 신호는 전압 도메인이 변하는 점에서 AC 결합되어야 한다. DC 연결을 통해 두 개의 서로 다른 전원을 연결하는 것은 위험하며 일반적으로 안전 규정에 의해 금지된다. 따라서, 비디오 장비 제조업체들은 자사 장비의 입력을 AC 결합하고, 출력을 DC 결합하며, 다음 번 스테이지가 DC 컴포넌트를 재구성하도록 요구하는 묵계를 가지고 있다(DC 출력 레벨을 허용하는 PAL/DVB [SCART]의 경우 EN50049를 참조하고, NTSC의 경우 SMPTE 253M section 9.5를 참조한다). 그러한 프로토콜을 구성하지 못할 경우 두 개의 커플링 커패시터가 직렬로 나타나는 "더블 커플링"이 발생하거나 커패시터가 없는 단락 상태로 이어진다. 이 규칙의 유일한 예외는 캠코더나 스틸 카메라와 같이 배터리 드레인을 최소화하기 위해 출력을 AC 결합하는 배터리 전원공급 방식 장비이다.
다음 질문은 이 커플링 커패시터의 크기에 관한 것이다. 그림 1에서, 커패시터는 신호의 "평균 전압"을 저장한다는 가정은 신호의 최소 기간보다 큰 RC 곱성분에 대해 예측된다. 따라서 양호한 평균화를 보장하려면 RC 네트워크의 낮은 -3dB 포인트가 신호의 최저 주파수보다 6 ~ 10배 낮아야 한다. 그러나 이렇게 되면 정전용량 값 범위가 커진다.
예를 들어, S-비디오의 크로마는 최저 주파수가 약 2MHz인 위상 변조 사인파이다. 심지어 75Ω 부하를 사용해도 수평 동기 인터벌을 통과해야 할 필요가 없다면 0.1µF만이 필요하다. 이와 반대로, Y(루마), Cvbs(컴포지트), 그리고 RGB의 주파수 응답은 비디오 프레임 레이트(25Hz ~ 30Hz)까지 내려간다. 75Ω 부하, 그리고 3Hz ~ 5Hz -3dB 포인트를 가정할 때, 이것은 1000µF보다 큰 값을 요구한다. 너무 작은 값을 사용하면 커패시터로 인해 표시되는 이미지가 왼쪽에서 오른쪽으로 위에서 아래로 어두워지며, 이미지가 공간적으로 왜곡될 수 있다(커패시터의 크기에 따라). 비디오에서는 이것을 라인 드룹 (line droop) 및 필드 틸트(field tilt)라 한다. 이러한 가시적인 현상을 피하려면, 레벨이 1% ~ 2% 미만이어야 한다.
비디오를 위한 단일 전원 바이어스 회로
그림 3a와 같이 RC 커플링은 RC 곱성분이 충분히 크기만 하면 어느 비디오 신호에 대해서나 작동한다. 또한, 그 뒤에 오는 연산 증폭기의 전원은 신호의 평균값 주변의 (-) 및 (+) 진폭을 처리할 정도로 범위가 충분해야 한다. 과거에는 연산 증폭기의 듀얼 전원을 통해 이 값이 달성되었다. RS가 Ri과 동일한 접지라고 하고, Rf와 병렬로 Ri와 같다고 가정하면, 연산 증폭기는 최소한의 오프셋 전압을 가진 모든 공통 모드 잡음을 제거한다(즉, 공통 모드 제거비[CMRR]가 높다). 낮은 -3dB 포인트는 1 / (21RSC)이다. 또한, 커플링 커패시터의 크기에도 불구하고, 회로는 전원 제거비(PSRR), CMRR 그리고 동적 범위를 그대로 유지한다. 과거에는 대부분의 비디오 회로가 이러한 방식으로 구축되었고, 대부분의 AC 결합 스튜디오 애플리케이션은 지금도 여전히 이러한 방식으로 구축되고 있다.
디지털 비디오와 배터리 전원공급 방식 소자들이 도입되면서, (-) 전원은 비용 및 전력 부담이 되었다. RC 바이어스에서의 초기 시도는 분압기를 사용하는 그림 3b와 같았다. 그림 3a에서 R1 = R2이고 VCC = VCC + VEE라고 가정하면 두 개의 회로는 유사하다. 그러나 이들의 ac 성능은 서로 다르다. 자세히 설명하면, 그림 3b에서 VCC 값이 변하면 연산 증폭기의 입력 전압이 분압기 비율만큼 비례하여 변경되고, 그림 3a에서 그것은 연산 증폭기의 전원 여유에 의해 흡수된다. R1 = R2일 때, 그림 3b의 PSRR은 -6dB에 불과하다. 따라서 전원을 필터링하고 적절히 조절해야 한다.
가격이 저렴한 대체품은 절연 저항(RX)을 삽입하여 ac PSRR을 개선한다(그림 3c). 그러나, 이 방법은 Rf와 Ri의 병렬 값과 정합되지 않는 한 추가적인 DC 오프셋을 초래한다. RxC1과 C2Ri 곱성분이 위에서 설명한 바와 같이 3 ~ 5Hz 미만이어야 한다는 요구사항은 이러한 상황을 더욱 악화시킨다. 이 회로에서 더 큰 값의 바이패스 커패시터(C3)가 더 작은 RX를 허용하고 오프셋 전압을 감소시키지만, 이것 또한 C1을 더 크게 만든다. 이 접근방식은 유전체 커패시터를 사용하는 저가 설계에서 볼 수 있다.
대안은 그림 3d이다. 여기에서는 분압기를 3단자 레귤레이터로 교체하고 RSRR을 DC까지 하향 확장시킨다. 레귤레이터의 저출력 임피던스는 RX가 Rf와 Ri의 병렬 조합에 근접하도록 허용하여, 회로의 오프셋 전압을 감소시킨다. C3의 유일한 목적은 레귤레이터의 잡음을 줄이고 레귤레이터의 출력 임피던스(Zout)를 주파수 함수로서 보완하는 것이기 때문에, 그 값은 그림 3c에서보다 작다. 그러나, C1과 C2는 여전히 큰 값일 수 있으며, CMRR은 안정성과 마찬가지로, RiC1 곱성분 미만의 주파수의 경우에 문제가 된다.
그림 3. RC 바이어스 기술은 듀얼 전원(a), 분압기를 사용하는 단일 전원(b), 낮은 오프셋을 가진 분압기(c), 그리고 개선된 PSRR을 가진 전압 레귤레이터(d)를 포함한다.
결국, 애플리케이션에 관계없이 듀얼 전원을 사용한 AC 커플링이 단일 전원 방식보다 더 낫다(공통 모드 및 전원전압 제거와 관련하여).
비디오 클램프
루마, 컴포지트 및 RGB 신호는 동기(-300mV)가 부착된 상태에서 블랙(0V)에서 최대(+700mV)까지 기준전압 레벨이 다르다. 그러나, 그림 1의 가변 듀티 사이클 펄스와 마찬가지로 이러한 신호가 AC 결합될 경우, 바이어스 전압은 비디오 내용(평균 화상 레벨(APL)이라 함)에 따라 변하고 밝기 정보는 소실된다. 필요한 것은 비디오 또는 동기 진폭에 상관없이 블랙 레벨을 정전압으로 유지하는 회로이다.
그림 4a의 회로는 다이오드 클램프 회로이며, 저항을 다이오드(CR)로 교체함으로써 이 작업을 수행한다. 다이오드는 단방향 스위치처럼 동작한다. 따라서, 비디오 신호의 최대 (-) 전압인 수평 동기 파형의 단(팁)은 접지로 포스된다. 그러므로 회로의 다른 이름은 동기 팁 클램프이다. 이것은 동기 전압(-300mV)이 변하지 않고 다이오드 전도 전위가 0이라고 가정하여, 기준 전압(0V)을 정전압으로 유지한다. 동기 레벨을 제어할 수는 없지만, "활성 클램프"로 만들기 위해 클램프 다이오드를 연산 증폭기의 피드백 루프에 위치시킴으로써 전도 전위를 감소시킬 수 있다. 이들 회로의 주요 문제점은 잘못 종단될 경우 발진하는 경향이 있고 개별 설계에서는 거의 사용되지 않는다는 점이다. 통합 형식은 보상될 수 있으며, 더 신뢰성이 있다. (MAX4399, MAX4090이 그러한 예이다).
동기 레벨이 가변적이거나 존재하지 않을 경우, 다이오드는 스위치로 교체될 수 있다 — 일반적으로 FET는 외부 신호에 의해 제어된다(그림 4b). 이것은 키이드 클램프(keyed clamp)이며, 제어 신호는 키 신호이다. 키 신호가 동기 펄스와 일치할 경우, 이것은 동기 팁 클램프가 된다. 그러나 다이오드 클램프와 달리, 이것은 동기 팁 동안만이 아니라 동기 인터벌 어디에서나 활성화될 수 있다. 비디오가 블랙 레벨일 때 키 신호가 발생할 경우(그림 4c), "블랙 레벨 클램프"가 초래된다. 이 접근방식은 다기능적이고 실용적이며, 이상적인 모델에 매우 근접한 방식이다. 스위치는 다이오드의 전도 전압을 가지지 않으며, 실제로 블랙 레벨 클램프를 구현할 수 있다.
DC 전압 소스(Vref)를 추가하면 컴포지트와 루마는 물론, 크로마, Pb 및 Pr과 같은 신호에 대해 바이어스를 설정할 수 있다. 단점은 키 신호를 얻기 위해 동기 분리기가 필요하다는 것이며, 일부 애플리케이션의 경우 정확성이 떨어진다. 비디오를 디지털 방식으로 처리할 경우, 블랙 레벨은 ±1 LSB(least-significant bit) 미만으로 또는 약 ±2.75mV 정도에서 가변적이어야 한다. 클램프는 그러한 수준의 정확성을 달성할 수 없다.
비디오 신호를 바이어싱하기 위해 사용되는 마지막 방법은 DC 복구라 하며, ±1 LSB에 근접하는 블랙 레벨 정확성을 달성할 수 있다. 그림 4d에서 맨 먼저 알 수 있는 점은 이 회로가 커플링 커패시터를 가지고 있지 않다는 점이다. 대신, U2는 스테이지(U1)의 DC 출력과 전압(Vref)을 비교하고, U1에 (-) 피드백을 적용하여 입력 전압에 상관없이 출력이 그것을 추적하도록 강제한다. 분명히, 루프가 계속해서 실행될 경우 얻어지는 것은 DC뿐이다. 그 대신, 스위치가 피드백 루프에 삽입된다. 그리고 스위치는 우리가 Vref로 설정하고자 하는 지점(동기 팁 또는 블랙 레벨)에서 각각의 수평선이 지속되는 동안 순간적으로 폐쇄된다. 전압은 커패시터(C)에 저장되지만, 입력과 직렬 상태는 아니다. 그 대신 전압은 피드백에서 스위치에 의해 형성된 S/H(sample-and-hold)에 존재한다.
그림 4. 각기 다른 유형의 비디오 클램프, A) 다이오드 또는 동기 팁 클램프), B) 기준 전압이 동기 팁 클램프로 사용된 키이드 클램프), D) 블랙 레벨 클램프로 사용된 키이드 클램프.
그림 5의 실제 구현에서는 두 개의 커패시터(Chold와 Cx), 두 개의 연산 증폭기(U1과 U2), 그리고 S/H가 사용된다. 실제 비교 및 신호 평균화는 Rx, Cx, 그리고 U2에 의해 이루어진다. RC 곱성분은 잡음 평균화를 위해 선택된다. 16ms 필드(NTSC/PAL)의 경우, RC 곱성분은 200ns보다 커야 한다. 따라서 U2는 주파수 응답이 아닌, 낮은 오프셋 전압/전류 및 안정성을 위해 선택된 저주파수 소자이다. (MAX4124/25는 이 애플리케이션에 적합하다.) 반면, U1은 오프셋이 아닌 주파수 응답을 위해 선택되었다. S/H 및 Chold 자체는 수평선 동안 전압 변경(드룹)을 초래하는 누출을 위해 선택되었다. 제시된 회로는 듀얼 전원을 사용하고 있지만, 정밀 레벨 변환을 사용하여 단일 전원 형식에 구현될 수도 있다.
그림 5. dc 복구 회로의 실제 구현에서는 두 개의 커패시터, 두 개의 연산 증폭기, 하나의 S/H를 사용한다.
DC 복구의 가장 큰 문제점은 복구된 레벨(블랙 비디오에서 Vref로)이 아날로그이고, 디지털 도메인에서는 그 값과 상관성이 없다는 점이다. 이것을 정정할 목적으로, Vref을 생성하기 위해 DAC가 종종 사용된다. 키이드 클램프와 마찬가지로, 증폭기와 S/H가 따르기에 충분히 빠르다는 가정 하에, DC 복구는 모든 비디오 신호에 대해 사용되고(동기 존재 여부에 상관 없이) 파형의 어디에서나 활성화될 수 있다.
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