개요: 이 애플리케이션 노트는 3S3P (3-series, 3-parallel) 구성의 리어 컴비네이션 램프 (RCL) LED 드라이버를 위한 기준 설계를 제공한다. 이 설계는 MAX16823 선형 드라이버와 외부 BJT를 사용하여 향상된 열 방출뿐 아니라 스트링당 200mA를 제공한다. 또한 미등 입력을 위한 PWM 디밍 회로 및 브레이크등 입력으로 구현되는 전체 밝기가 포함된다. 이 밖에도 더블 배터리 및 부하 덤프 조건이 고려되었다.
개요
이 기준 설계는 MAX16823 3채널 선형 LED 드라이버와 외부 BJT를 사용하여 3S3P RCL 드라이버 회로를 구현한다. 그림 1과 2는 PCB 및 부착된 히트싱크 이미지를 보여준다. 그림 3은 설계 레이아웃을 보여주며 그림 4는 회로도를 제공한다.
본문에서는 주요 회로 블록의 분석, 설계 규격 및 성능 데이터와 함께 기준 설계에 대해 자세히 설명한다.
설계는 4가지 주요 블록인 입력 보호 및 입력 셀렉터, 10% 듀티 사이클 생성기, 부하 덤프 및 이중 배터리 검출, 그리고 LED 드라이버 회로로 구성된다.
입력 보호
입력 보호는 주로 금속 산화물 배리스터 MOV1 및 MOV2에 의해 제공된다. 이 설계에서는 Littelfuse의 V18MLA1210H가 사용되었다. (EPCOS에서 나온 우수한 품질의 MOV도 사용 가능하다.) 환경에 따라 MOV는 더 높거나 낮은 줄 (joule) 정격을 요구할 수 있다.
입력 셀렉터
입력 셀렉터는 브레이크/방향 지시 입력으로부터 전력을 공급받을 수 있는 경우를 제외하면 미등에 전압이 존재할 때 이 미등으로부터 전력을 가져오도록 설계되었다. 전력을 브레이크/방향 지시 입력으로부터 공급받을 수 있는 경우 셀렉터는 미등 입력으로부터 능동적으로 전류를 차단한다. 이 방법은 약 600mA가 브레이크/방향 지시 입력으로부터 흐르도록 하여 기능 RCL을 표시한다. LED 드라이버 또는 LED 자체에 오류가 발생할 경우 MAX16823은 완전히 모든 LED의 전원을 차단하므로 브레이크/방향 지시 소스로부터 흐르는 전류는 5mA 미만이 된다. 램프-정지 회로는 이러한 저전류를 성공적으로 검출하여 서비스가 요구되는 경고 플래그를 발생시킨다.
D5와 R16의 조합은 미등 입력이 9V 이상일 때와 브레이크/방향 지시 입력이 접지 또는 하이 임피던스에 있을 때 Q4를 향상시키는 감지 회로를 제공한다. 이 전압은 D3에 인가되어 LED 드라이버의 주 전원인 VIN을 공급한다. 브레이크/방향 지시 입력이 미등 전압의 2V 이내에 있을 때 Q4는 전도되지 않으며 VIN이 D4에 의해 인가된다. R17은 2.1kΩ 저항을 접지에 제공하는데, 이는 이 노드에서 최대 임피던스를 보장한다. R17은 이중 배터리 조건 (24V) 동안 270mW를 소비하기 때문에 0.5W 저항이 되어야 한다. 이 회로에 대한 주요 제한은 브레이크/방향 지시 입력이 모두 동작 상태일 때 이 전압이 미등 전압의 2V 내에 있다고 가정한다.
10% 듀티 사이클 생성기
10% 듀티 사이클 생성기 회로는 10% 듀티 사이클을 갖는 구형파를 제공한다. 이 구형파는 MAX16823 LED 드라이버에 공급되어 LED를 디밍한다. 이것은 미등 소스가 입력 전압을 공급할 때마다 발생한다. R10 및 D2는 U3(ICM7555ISA)를 위한 레귤레이트된 5.1V 전원을 생성한다. 전력 소비가 이중 배터리 조건 동안 44mW 정도로 높을 수 있으므로 R10은 0.25W 저항이 되어야 한다. 타이머 U3은 무정위 발진기로 구성되는데, 이 때 온 타임(on time)은 D1 및 R11을 통해 C6을 충전하여 결정되고(tON = 0.693 × R11 × C6 = 0.418ms [일반]), 오프 타임(off time)은 R12를 통해 C6을 방전하여 결정된다(tOFF = 0.693 × R12 × C6 = 3.8ms [일반]). 온/오프 사이클은 함께 9.9% 듀티 사이클을 갖는 약 237Hz 구형파를 발생시킨다. 그림 5는 듀티 사이클링을 보여준다.
저항 R13은 이 스위칭 노드로부터 발생할 수 있는 EMI 방사를 감소시키기 위해 전류 제한을 제공한다. 물리적으로 R13은 모든 EMI를 최소화할 수 있도록 U3에 가까이 배치된다. 10% 구형파는 D7 및 R14를 통해 U1으로 커플링된다. D7은 브레이크/방향 지시 입력을 사용할 수 없을 때마다 10% 듀티 사이클이 전달될 수 있게 하는 ORing 회로를 제공한다. 이러한 구성은 미등이 입력 전원일 때 낮은 LED 휘도를 제공한다. 그러나 브레이크/방향 지시 소스가 입력이 될 때 D7은 이 전압을 DIM1, DIM2 및 DIM3 입력에 전달하므로 100% LED 동작(더 높은 LED 휘도)이 가능하다. LEDGOOD 신호는 6V를 초과할 수 없으므로 R14는 전류를 2mA 미만으로 제한하며 D9 및 D2는 해당 노드에 더 높은 전압이 존재하는 것을 방지하기 위해 전압 클램핑을 제공한다. R15는 전압이 D7의 어느 한쪽 애노드에 존재하지 않을 때 풀 다운처럼 동작한다. 400kΩ 저항을 사용하여 R15는 DIM 노드를 0.6V 미만으로 유지하면서 DIM 입력으로부터 0.1µA 소스 전류보다 충분히 낮은 1.5µA 정도의 높은 싱크 전류를 갖는다.
그림 5. 발진기 출력
부하 덤프 및 이중 배터리 검출
부하 덤프 및 이중 배터리 검출 회로는 ORed 입력 전압이 21V보다 큰지를 결정한다. 21V보다 큰 전압은 부하 덤프 조건(400ms) 또는 이중 배터리 조건(무제한 시간)을 나타내므로 3개 LED 드라이브 트랜지스터에 과도한 방출을 발생시킨다. 그에 따라 검출 회로는 DIMx 입력을 로우로 구동함으로써 출력 드라이버 전원을 차단한다. 이 밖에도 검출 회로는 발생할 수 있는 오류 검출을 디스에이블하기 위해 LGC 커패시터(C2)를 로우로 구동한다. DIMx 및 LGC 핀은 모두 10V 미만의 제어 전압이기 때문에 Q5 및 D6에 대한 전압 정격은 중요하지 않다. 검출 레벨은 D8상의 항복 전압과 R18로부터 접지까지 전압의 합으로, 약 22V이다. 20kΩ에서 R9는 Q5를 켜기 전에 20µA의 누설 전류를 션트한다.
3S3P RCL을 위한 LED 드라이버 회로
이 기준 설계의 코어 IC는 IN 핀에서 최대 45V를 견딜 수 있는 MAX16823ATE LED 드라이버이다. 이 IC는 OUTx 핀으로부터 전류를 공급하여 LED를 구동한다. 전류는 전류 감지 저항에 의해 측정되며 MAX16823은 CS 핀에서 203mV를 유지할 필요가 있을 때 OUTx 핀의 전류를 조정한다. IC 자체는 출력당 70mA만 소싱할 수 있기 때문에 외부 드라이버를 추가하여 LED 스트링당 200mA를 공급하는 것뿐 아니라 발생할 수 있는 상당한 열을 방출시켰다. 트랜지스터 Q1, Q2, Q3(ZXT690BKTC)는 필요한 전류 이득을 제공한다. 이들 트랜지스터는 다이로부터 효율적으로 열을 제거하는 TO-262 패키지로 제공된다.
Q1, Q2, Q3는 200mV 미만의 매우 낮은 VCE(Sat) 정격과 200의 IC/IB 이득을 갖는 45V, 2A 트랜지스터이다. 최소 입력 전압(9V)과 최대 LED 스트링 전압 (3 × 2.65V = 7.95V) 간의 차가 단 1.05V이기 때문에 VCE(Sat) 정격은 중요하다. 헤드룸은 Q1, Q2 및 Q3의 VCE(Sat)뿐 아니라 Q4와 D3의 전압 강하를 만족할 수 있을 만큼 충분히 커야 한다. 설계 세부사항은 첨부된 스프레드 시트를 참조한다.
R1/R2, R3/R4, R5/R6의 저항 분배기 조합은 각 OUTx 핀으로부터 최소 5mA이 공급되도록 하므로 IC 안정성을 보장한다. 설계 방법은 트랜지스터 베이스를 통과하는 최소 및 최대 전류를 분석하고 이들 전류를 직렬 저항 R1, R3 및 R5에 인가한다. 저항을 통과하는 전압 강하, 트랜지스터의 VBE, 그리고 전류 감지 저항을 통과하는 전압 강하의 합이 R2, R4 및 R6을 통과하는 전압을 제공한다. 이들 저항의 크기는 이들 전류와 베이스 전류의 합이 최소 5mA가 되는 값을 택한다. 극단의 반대쪽 OUTx 전류는 70mA(정격 전류)보다 낮아야 한다. 자세한 내용은 첨부된 스프레드시트를 참조한다.
열 고려사항
이 설계는 패스 트랜지스터에서 최대 6W 방출이 발생될 수 있다. 레이아웃은 여러 개의 열 비아를 사용하여 트랜지스터 패드를 PCB의 하단 표면에 연결하고, 전기적으로 절연되지만 (열은 전도하는) 접착 패드를 통해 돌출된 알루미늄 히트싱크로 열을 통과시킴으로써 온도 상승을 감소시키도록 되어 있다. 히트싱크는 6W의 대류로 인해 약 31°C의 열 상승을 갖는다. Zetex 트랜지스터는 접합부-케이스 열 저항을 만족하지 않지만 다른 TO-262 패키지 제조업체들은 이를 약 3.4°C/W로 지정하고 있다. 이러한 열 저항은 케이스 온도로부터 트랜지스터당 약 5.4°C의 상승을 의미한다. 전체적으로 접합부는 최악의 조건에서 주변 온도보다 35°C ~ 40°C보다 높을 수 있는데, 실제로 샘플 보드에서 ~30°C 상승이 측정되었다.
과도 응답
그림 6과 그림 7은 미등이 전원의 소스일 때 트랜지스터의 과도 응답을 보여주는 스코프 사진이다. 이러한 경우가 발생하면 10% 듀티 사이클 발진기 펄스 폭이 MAX16823을 변조하고 드라이버는 외부 트랜지스터를 켜고 끈다. 그림 6에서 언더슛은 약 3µs의 시간을 가지며 그림 7에서 오버슛은 약 100µ동안 지속된다. 둘 다 문제로 간주되지 않는다.
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