개요: 이 글에서는 자동차 인포테인먼트 전자장치를 위한 전원 구조를 선택하고 최적화하기 위한 실제적인 틀을 제공한다. 먼저 설계 제약 요소와 애플리케이션 요구사항을 간단히 살펴보고, 다음으로 애플리케이션의 요구사항과 관련하여 가장 많이 사용되는 전원 구조에 대해 설명한다. 마지막으로 이 글에서 다루어지는 전원 구조의 빌딩 블록으로 Maxim 자동차 전력 관리 IC (PMIC) 제품들을 선정하여 소개한다.
머리말
EU, 일본 및 미국에서 2012년 출시되는 자동차의 절반 이상이 컬러 스크린, 내비게이션 시스템, 위성 라디오 또는 기타 형식의 내장 인포테인먼트를 탑재할 것으로 전망된다. 따라서 2012년의 자동차 전원은 십여 년 전과는 상당히 다를 것이다.
높은 신뢰성, 저렴한 가격, 빠른 설계 사이클에 대한 상충되는 기대는 전원 설계자가 예전에는 일반적인 자동차 전원에 사용되지 않았던 기법들을 채택하지 않을 수 없게 만든다.
자동차를 위한 전원 설계의 6가지 일반적인 제약
대부분의 자동차 전원 구조는 다음의 6가지 일반적인 제약 요소에 의해 규정된다.
VIN 범위: 12V 배터리 전력선의 전압 과도 범위가 컨버터 IC의 입력 전압 범위를 결정한다.
일반적인 자동차 배터리는 9V ~ 16V 범위에서 동작한다. 충분한 용량의 배터리 공칭 전압은 엔진이 꺼졌을 때 12V이고 엔진이 켜져 있을 때에는 약 14.4V이다. 그러나 이 범위는 과도 상태가 관련되면 쉽게 ±100V까지 확장된다. 이러한 과도 상태의 완전한 규격에 대해서는 ISO7637-1 업계 표준을 참조한다. 그림 1과 2는 이 ISO7637 표준의 일부이며 자동차 전원에서 고전압 컨버터에 의해 해결되어야 할 가장 중요한 조건을 기술하고 있다. ISO7637-1 외에도 배터리 구동 또는 환경 친화적 가스 엔진에 대해 정의된 새로운 과도 상태들이 나와 있다. 대부분의 새로운 규격은 개별 OEM에 의해 만들어지고 있으며 업계 표준을 반드시 따를 필요는 없다. 그럼에도 과전압 및 저전압 보호 기능은 모든 새로운 시스템에서 요구된다.
그림 1. 콜드 크랭크 프로파일
그림 2. 부하 덤프 프로파일
열 예산: 열 방출 예산은 최소 DC-DC 변환 효율 요구사항을 설정한다.
공기 흐름이 적거나 전혀 없는 애플리케이션은 케이스 내에 열 소스(> 1W)가 있거나 주변 온도가 높을 경우(> 30°C) 빠르게 뜨거워진다(> 85°C). 예를 들어 대부분의 오디오 앰프는 열 방출이 높기 때문에 충분한 공기 흐름을 갖고 히트 싱크에 배치해야 한다. 또한 보드의 특정 공간에서의 PCB 재료와 구리의 양은 컨버터의 최대 열 방출 성능에 영향을 미친다. 히트 싱크가 없을 때 패키지의 노출 패드에서의 최대 열 방출은 보통 85°C에서 2W ~ 3W로 제한된다. 주변 온도가 증가하면 열 방출 성능이 크게 감소한다.
일반적인 자동차 배터리-저전압 (3.3V 등) 변환에서 선형 컨버터는 변환의 비효율로 인해 입력 전력의 75%를 열로 손실한다. 이 경우 1W 출력 전력을 공급하려면 3W 전력이 열로 손실된다. 주변 온도와 케이스/접합부의 열 저항에 따라 1W 최대 출력 전력 제한은 크게 떨어질 수 있다. 대부분의 고전압 DC-DC 변환 애플리케이션에서 LDO는 보통 최대 150mA ~ 200mA 출력 전류까지 우수한 비용/성능 최적화를 제공한다.
동일한 자동차 배터리-저전압 (3.3V 등) 변환 시나리오와 3W 열 방출 예산에서 하이 엔드 스위칭 컨버터는 보통 30W 이상의 전력을 공급할 수 있다. 이러한 이유로 대부분의 자동차 전원 설계에서는 가능하면 언제나 스위처로 LDO 기반의 예전 회로를 보충하거나 없앤다.
대부분의 열에 민감한 고전력 (> 20W) 설계에는 동기 정류가 바람직하다. 단일 패키지의 열 방출 성능을 향상시키거나 "핫" 패키지의 배치를 관리하려면 외부 FET 드라이버를 고려해볼 수 있다.
무부하 (IQ) 및 셧다운 (ISD) 전류 예산:
자동차에 들어가는 전차 제어 유닛(ECU)의 수가 빠르게 증가함에 따라 자동차 배터리에서 소비하는 전체 전류도 증가하고 있다. 일부 ECU는 엔진이 꺼졌을 때에도 켜져 있어 배터리를 고갈시킨다. IQ 소비를 제어하기 위해 대부분의 OEM은 ECU당 IQ에 대한 최대 제한을 설정하기 시작했다. 예를 들어 EU에서 이 제한은 100µA/ECU로 설정된다. ECU에 대한 일반 IQ 목표는 대부분의 EU 자동차 애플리케이션에서 100µA 미만이다. CAN 트랜시버, 실시간 클록, 마이크로컨트롤러와 같은 상시 동작 (Always-on) 소자들이 ECU에 대한 IQ 예산의 대부분을 소비하므로 전원에는 최소 IQ 예산이 할당된다.
비용 예산: OEM 비용 vs. 규격 트레이드오프는 전원의 BOM에 영향을 미친다.
대부분의 대용량 애플리케이션에서 비용은 모든 설계 요구사항을 결정하는 주요 요소이다. PCB 유형, 히트 싱크 이용 여부, 패키지 배치 성능 및 기타 많은 설계 제약 요소는 실제로 주어진 프로젝트에 대해 허용되는 최대 예산에 의해 결정된다. 예를 들어 단일 레이어 CM3 대신 4레이어 FR4를 사용하면 PCB의 특정 지점에서 발생할 수 있는 열의 양에 큰 차이가 난다.
다른 비용 제약 요소는 프로젝트 예산의 형태로 발생한다. 고객들은 보통 예전의 전원 설계에 대한 정밀 검사를 수행하기 위해 시간과 돈을 들이는 대신 ECU당 더 높은 비용을 감수한다. 달리 말하면, 새로운 플랫폼 개발의 높은 비용으로 인해 최적의 상태가 아닌 예전 설계를 패치하는 것이 일반적인 관행이다.
위치/배치: PCB 및 부품 배치가 전원의 집적 수준을 제한할 수 있다.
기계적 설계, 보드 레이아웃, 잡음 민감도, 다중 보드 연결 문제 및 기타 배치 관련 제한은 올인원 방식의 단일 칩 전원 설계를 비현실적으로 만든다. 그러나 POL(point of load)에서 모든 공급 전원을 발생시키는 것 역시 높은 비용과 부품 개수로 인해 바람직하지 않을 수 있다. 프로젝트의 특성에 따라 전원 설계자는 집적 수준, 기계적 제한 및 비용 간에 균형을 맞추어야 한다.
전자기 방사:
전자기 방사는 시간에 따라 변화하는 전계에 의해 발생된다. 이러한 전계의 주파수와 진폭에 따라 하나의 전자 회로의 동작은 다른 전자 회로의 동작과 간섭할 수 있다. 실제로 부정적 효과는 라디오 채널과의 간섭으로부터 원하지 않는 에어백 작동에 이르기까지 다양하다. 이러한 부정적 효과를 피하기 위해 OEM은 ECU의 전자기 방사에 대해 최대 레벨을 설정하고 있다.
DC-DC 컨버터 유형, 토폴로지, 부품 선택, 보드 레이아웃 및 차폐는 모두 EMI 제어에 중요하다. 수년 동안 전원 IC 설계자는 EMI를 보다 잘 제어하기 위한 다양한 기법을 고안했다. 외부 클록으로의 동기화, above-AM-band 동작 주파수, 내장 FET의 사용, 소프트 스위칭 알고리즘 및 확산 스펙트럼 기술은 모두 이러한 노력의 산물이다.
애플리케이션 vs. 전력 요구사항
가장 기본적 시스템 전원 구조는 자동차 제조업체에서 지정한 애플리케이션 전압 요구사항과 배터리 과도 상태를 검토하는 것으로부터 시작해야 한다. 그런 다음 전류 요구사항을 보드의 열 방출 제한과 매핑해야 한다. 표 1은 가장 많이 설계되는 전자 회로와 전압 요구사항을 요약한 것이다.
표 1. 일반적인 전원 회로와 전압 요구사항¹
Application Input Voltages
Application State vs. VBATT
Location of Power Supply
Application
> 5.5V
5V
3.3V
2.5V
1.8V
1.2V
1V
ON— Key Off?
ON—ECORUN
ON— Cold Crank?
ON— Load Dump?
Remote
Antenna
ON; EU only
NO reset
Main
CD-drive
Survive
Main
CDC (changer)
Survive
Module
Radio tuner
ON; EU only
Survive
Main
General µC
ON; EU only
NO reset
Main
HDD
NO
Survive
Main
CAN
ON
NO reset
Main
USB
NO
Main
RTC
ON
NO
Both
LVDS
ON; EU only
NO
Both
DSP
ON; EU only
Survive
Both
SRAM
ON; EU only
Survive
Both
Flash
Survive
Both
FPGA
Survive
Module
Audio µC
Survive
Module
CODEC
Survive
Module
LCD
ON; EU only
Survive
Module
GPS
ON; EU only
Survive
Module
TV tuner
Survive
Module
DAB
Survive
Module
SDARS
Survive
Module
Data comm.
NO reset
가장 일반적인 전원 토폴로지
그림 3. 전원을 위한 구조 옵션. Reg1: 8V(CD/DVD 드라이브), Reg2: 5V(µC), Reg3: 3.3V(µC), Reg4: 2.5V/1.8V(DSP), Reg5: 1.2V(메모리)
디지털 CMOS와 마찬가지로 아날로그 BiCMOS 공정도 소형화를 위해 설계 지오메트리를 최소화하기 위한 노력을 기울이고 있다. 이러한 관계는 투자에 대한 최고의 수익을 가져다주고 공정 개발 리스크를 줄여준다. 그럼에도 불구하고 공정 최적화 선택은 일반적인 자동차 애플리케이션의 요구와 반드시 일치할 필요는 없다. 예를 들어 5.5V ~ 6V 입력 소자는 대부분의 공정에서 비용에 대해 최적화되는 반면 9V ~ 10V 입력 소자는 사용되지 않거나 비용에 대해 최적화되지 않는다. 이러한 이유로 저전압 전원을 직렬 연결(cascade)하기 위해 중간 공급 전원을 발생시키는 방법에 대한 제한이 존재한다.
여기에서 제안되는 4가지 토폴로지는 지난 3년에 걸친 Maxim의 세계적 애플리케이션 설계 경험을 압축적으로 보여준다. 목표를 달성하는 더 많은 다양한 방법이 존재하지만 대부분의 솔루션은 다음 4가지 토폴로지 중의 하나로 나타낼 수 있다.
옵션 1
이 토폴로지는 DC-DC 변환 효율, 위치, PCB 상의 열 분산 및 잡음을 최적화하는 유연성을 극대화한다. 옵션 1의 주요 장점은 다음과 같다.
코어 설계에 공급 전원을 추가하는 유연성. 이 설계는 다양한 프로젝트에 전원 옵션을 제공한다. 이 설계는 비록 최저가/최고 효율 솔루션은 아니지만 단일 출력 컨버터를 추가하면 간편하게 예전 설계를 재활용할 수 있다.
스위처/선형 전원의 선택을 최적화하는 능력. 예를 들어 마이크로컨트롤러에 전력을 공급하는 3.3V 전원이 시스템에 존재할 경우 LDO를 사용하여 자동차 배터리 대신 3.3V로부터 1.8V 300mA 전원을 발생시키는 것이 합리적일 수 있다. 새로운 요구사항으로 인해 시간이 지남에 따라 전원이 변경될 경우 이전 블록이 최적 상태에서 멀어질 때 큰 비용 손실 없이 쉽게 새로운 빌딩 블록을 선택할 수 있다.
PCB상에 열을 분산시킴으로써 컨버터가 열을 분산시켜야 하는 양과 위치를 선택할 수 있는 유연성을 제공한다.
고전압 IC에 비해 더 많이 사용되는 저가의 고성능 저전압 아날로그 IC를 사용할 수 있다.
다른 측면으로 옵션 1은 보통 큰 풋프린트를 차지하고 값이 비싸며 많은 공급 전원을 갖고 있어 설계가 매우 복잡하다.
옵션 2
이 옵션은 고집적과 설계 유연성 간에 많이 이용되는 절충이다. 일반적으로 이 방법과 관련된 비용, 풋프린트 및 복잡성은 옵션 1보다 더 최적화되어 있다.
이 옵션은 특히 독립적으로 제어할 필요가 있는 2개의 스텝 다운 전원을 발생시키는 데 이상적이다. 예를 들어 상시 동작 3.3V 전원과 끌 수 있는 5V 전원은 동일한 IC를 사용하여 발생시킬 수 있으므로 IQ를 절약할 수 있다. 다른 예로는 5V와 같은 중간 공급 전원을 발생시켜 저전압 컨버터에 전력을 공급할 수 있으며, 이렇게 하면 8V 레일을 발생시키기 위한 부스트 회로를 사용하지 않아도 된다.
외부 FET 드라이버가 있는 듀얼 출력 레귤레이터의 경우 PCB상의 열 분산은 옵션 1과 마찬가지로 유연하다. 그러나 내장된 FET 컨버터를 사용하는 경우 PCB상의 특정 지점에서 열 분산의 집중은 레귤레이터 출력으로부터 요구되는 전류 레벨에 따라 제한적일 수 있다.
옵션 3
이 토폴로지는 다중 레일 고전압 변환 문제를 하나의 고전압 프런트 엔드 및 높은 통합의 저전압, 고집적 IC로 줄여준다.
이 방법은 전원 설계를 간소화하고 다양한 벤더의 다른 여러 솔루션을 간편하게 구현할 수 있다. 또한 저전압 고집적 IC는 다중 고전압 IC보다 저렴하다.
옵션 3의 저전압 PMIC에 2개 이상의 출력이 있을 때에는 옵션 4의 모든 함정이 옵션 3에도 존재한다.
옵션 3의 주요 단점은 많은 공급 전원이 하나의 위치에 집중된다는 점이다. 이러한 레이아웃은 PCB 상의 열 분산을 관리하는 설계를 필요로 한다.
옵션 4
올인원, 고집적 PMIC는 전원 설계 제약 요소 간에 상당히 우수한 트레이드오프를 제공할 수 있다. 그러나 고집적에는 많은 함정도 존재한다.
고집적 PMIC에서 확장성과 집적 수준은 언제나 서로 상충한다. 예를 들어 내장된 FET 컨버터는 프로젝트의 변경에 따라 애플리케이션이 발전하면서 증가된 부하를 공급할 수 없을 수도 있다.
저전압 컨버터를 고전압 컨버터에 직렬 연결하면 보다 저렴한 비용을 제공할 수 있다. 그러나 이 방법은 컨버터 온/오프 로직의 구성을 제한할 수 있다. 예를 들어 3.3V 입력 컨버터를 5V 출력 컨버터에 직렬 연결하는 설계는 5V 전원을 끌 수 있을 때 3.3V 레일을 켜두어야 한다면 높은 IQ를 가진다.
EMI 및 POL 변환 문제는 중앙 PMIC의 사용을 제한할 수 있다. 보드 레이아웃과 긴 트레이스의 사용은 중앙 PMIC에 내장할 수 있는 레일을 제한할 수 있다.
Maxim의 자동차 전원 솔루션
Maxim의 자동차 전원 IC 제품군은 해결하기 어려운 전력 관리 문제에 고유한 고성능 솔루션을 제공한다. Maxim의 전원 제품군에는 과전압 및 저전압 보호기, 마이크로컨트롤러 감시소자, 스위칭 및 선형 컨버터, 그리고 인포테인먼트 전자장치 설계의 요구사항을 만족하는 고집적 다기능 PMIC와 같은 빌딩 블록이 포함되어 있다.
Maxim은 TS16949 (자동차 품질 표준) 인증을 획득했으며 대부분의 부품을 자사 공장에서 생산한다. Maxim의 자동차 부문에서는 자동차 시장의 요구에 부응하기 위해 전문적인 품질 보증, 고객 서비스, 현지 영업 및 애플리케이션 지원 및 IC 설계 자원을 제공하고 있다.
또한 Maxim의 전원 IC는 AECQ100 인증, DFMEA, 다양한 온도 등급(85°C, 105°C, 125°C 등), 특수 패키징(노출 리드 또는 QFN, 노출/비노출 패드)과 같은 자동차에 요구되는 품질 또는 제조 요구사항을 만족한다.
그림 5. MAX15004/MAX15005 자동차 VFD 전원은 시동 후 최저 2.5V 입력 전압까지 동작하며 VFD에 대한 출력 과전압 보호 기능을 내장하고 있다.
MAX15004/MAX15005는 부스트, 플라이백, 순방향 및 SEPIC 컨버터로 구성할 수 있는 다기능 전류 모드 PWM 컨트롤러이다. 이들 IC는 4.5V ~ 40V 입력 전압 범위에서 동작하며 15kHz ~ 500kHz의 가변 스위칭 주파수를 갖는다. 또한 외부 클록에 동기화할 수 있다.
전류 모드 제어 구조는 우수한 라인 과도 응답과 사이클별 전류 제한을 제공하는 동시에 주파수 보상을 간소화한다. 프로그래밍 가능 슬로프 보상은 설계를 더욱 간소화한다. 60ns의 빠른 전류 제한 응답 시간과 300mV의 낮은 전류 제한 임계값을 갖고 있는 이들 컨트롤러는 고효율, 고주파수 DC-DC 컨버터에 적합하다. 이 소자에는 오차 증폭기와 정확도 1%의 기준전압이 내장되어 있어 1차측 레귤레이트된, 단일 종단 플라이백 컨버터 또는 비절연 컨버터 구현이 용이하다.
보호 기능으로는 사이클별 및 히컵 전류 제한, 출력 과전압 보호, 열 셧다운 기능 등이 있다. MAX15004/MAX15005는 노출 패드형 및 비노출 패드형 16핀 TSSOP 패키지로 제공되며, 모든 소자는 -40°C ~ +125°C 자동차 온도 범위에서 동작한다.
고전압 단일 출력, 스텝 다운 스위칭 컨트롤러
그림 6. MAX1744/MAX1745는 고전압 (36V) 스텝 다운 DC-DC 컨트롤러이다.
MAX1744는 4.5V ~ 36V의 과도 상태를 견디는 단일 출력, 자동차 등급 스위칭 레귤레이터이다. 이 소자는 고유의 전류 제한 제어 구조를 사용하여 우수한 조명과 완전한 부하 효율을 제공한다. 또한 히트 싱크를 사용하지 않아도 50W 이상의 출력 전력을 공급한다. MAX1745는 셧다운 시 단 4µA를 소비하고 낮은 부하에서는 90µA를 소비한다. 이 IC는 +125°C까지 동작하며 노출 리드 및 비노출 패드형 3mm x 3mm, 16핀 µMAX® 패키지로 제공된다. MAX1745는 저항으로 조정 가능한 출력 전압을 제공한다.
고전압 단일 출력 LDO
그림 7. MAX15006/MAX15007은 상시 동작 자동차 애플리케이션에 이상적인 9µA의 낮은 무부하 전류 선형 레귤레이터이다.
MAX15006/MAX15007은 4V ~ 40V의 입력 전압에서 동작하는 매우 낮은 무부하 전류 선형 레귤레이터이다. 이들 IC는 최대 50mA의 출력 전류를 공급하며 무부하 시 단 10µA의 IQ만 소비한다. 내부 p채널 패스 소자는 완전 부하 시에도 IQ를 낮은 상태로 유지한다. MAX15007은 셧다운 시 단 3µA의 전류를 소비한다.
MAX15006A/MAX15007A는 고정 3.3V 출력을 가지며 MAX15006B/MAX15007B는 고정 5V 출력 전압을 갖는다. MAX15007에는 소자를 켜고 끌 수 있는 인에이블 입력이 있다. 모든 소자는 단락 회로 보호되며 열 셧다운 기능을 제공한다.
MAX15006/MAX15007은 -40°C ~ +125°C 자동차 온도 범위에서 동작하며 방열 효과가 증대된 공간 절약형 3mm x 3mm, 6핀 TDFN 및 8핀 SO 패키지로 제공된다.
고전압 듀얼 출력, 스텝 다운/업 스위칭 컨버터
그림 8. MAX5098/MAX5099는 80V 부하 덤프를 견디며 6V 미만의 콜드 크랭크까지 동작한다.
MAX5098/MAX5099는 하이 사이드 FET가 내장된 2.2MHz, 180° 위상차 (out-of-phase) 듀얼 출력 스위칭 레귤레이터이다. 이 IC들은 4.5V ~ 19V 입력 전압 범위에서 동작하며 최대 80V까지 부하 덤프 과도 상태를 처리할 수 있는 부하 덤프 보호 회로를 내장하고 있다. MAX5099에는 또한 2개의 로우 사이드 MOSFET 드라이버가 내장되어 있어 각 컨버터가 외부 동기 정류기 MOSFET을 구동할 수 있다. 출력 1과 2는 각각 최대 2A 및 1A 출력 전류를 공급한다. MAX5098은 스텝 업 또는 스텝 다운 컨버터로 구성할 수 있으며 MAX5099는 스텝 다운 모드에서만 동작한다.
또한 MAX5098/MAX5099는 단락 회로 (히컵 전류 제한) 및 열 보호 기능을 제공한다. 이들 IC는 -40°C ~ +125°C에서 동작하고, 방열 효과가 증대된 노출 패드형 5mm x 5mm, 32핀 TQFN 또는 28핀 TSSOP 패키지로 제공된다.
이 글은 2008년 6월호 Automobil Elektronik에 독일어 버전으로 게재되었다.
¹ ECORUN 조건에서 자동차 엔진은 일시적으로 정지한다(신호 대기 등). 업계에서는 스타트 스탑(start-stop) 또는 웜 크랭크(warm crank)라고 부르기도 한다.
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