개요: 이 애플리케이션 노트에서는 최대 200A 및 75V의 과도 상태를 발생시키는 데 사용할 수 있는 다목적 절연 SPST (single-pole/single-throw) 바이폴라 전원 스위치를 구현하는 방법에 대해 설명한다. 스위치는 전원과 전원 IC를 테스트할 때 사용할 수 있다. 고속 회로 테스트용으로 설계된 이 스위치는 턴 온/턴 오프 시간이 수십 나노초 정도이다.
머리말
일반 IC를 비롯해 특히 전원 IC에서 전원 회로를 테스트할 때 공통적인 문제는 과도 상태를 발생시키고 필요한 대전류와 전압 임펄스를 처리할 수 있는 스위치가 필요한 것이다. 이러한 스위치는 테스트하는 전원 유형과 애플리케이션에 따라 다양한 회로 토폴로지에 연결할 수 있어야 한다.
일부 경우 상용 테스트 부하를 사용할 수 있으며, 그렇지 않은 경우에는 일종의 테스트 셋업을 개발해야 한다. 스위치의 한쪽 면을 공통 시스템을 사용하는 공통 전원에 연결할 때 셋업 설계는 간단하다. 그렇지 않은 경우에는 맞춤형 스위치 드라이버를 설계해야 하는데, 이 과정은 꽤 복잡하다. 따라서 대부분의 전원 과도 오류 테스트를 수행할 수 있는 다목적 스위치가 매우 유용할 수 있다. 이러한 스위치의 일반적인 규격에는 현재 출시되고 있는 대부분의 중거리 전원의 테스트 요구사항을 포함하여 최대 전압 및 전류 정격이 포함되어야 한다.
스위치는 100A 이상의 전류 성능을 제공하고 최소 75V의 개방 회로 전압을 유지할 수 있어야 한다. 일부 테스트는 링잉 (ringing) 전류를 발생시키고 일부 전원 회로는 바이폴라 출력을 생성하기 때문에 전류 전달 및 전압 유지를 위해 스위치는 바이폴라 방식이 되어야 한다. 턴 온/턴 오프 속도는 고속 회로의 응답을 관찰할 수 있도록 수십 나노초가 되어야 하며, 스위치의 직렬 저항은 낮아야 한다. 직렬 인덕턴스도 매우 낮아야 하는데, 이는 물리적으로 전류 경로가 짧은 소형 설계를 의미한다. 마지막으로 스위치는 전기적 절연이 되어야 하며 매우 낮은 출력-접지 커패시턴스를 가져야 하는데, 이것은 성능이나 응답의 왜곡 없이 스위치를 회로에 삽입해야 할 때 필수적인 특성이다.
회로 설명
그림 1은 위의 요구사항을 대부분 만족하는 스위치를 보여준다. 이 스위치는 side-to-side 커패시턴스가 1pF 미만인 디지털 절연 커플러로 구현되었으며, 80ns의 전체 전파 지연을 가지며 출력 상승 시간은 약 40ns이다. 출력단은 어느 한쪽 극성의 75V, 200A 과도 상태를 처리할 수 있는 2개의 low-RDSON MOSFET으로 구성된다.
스위칭 소자(반직렬 (antiseries) 연결에서 2개의 출력 MOSFET)는 7mΩ 직렬 저항과 25nH 직렬 인덕턴스를 갖는다. ON 상태에서 스위칭 소자는 제로 크로스오버를 포함하여 두 극성의 전류에 대한 선형 저항으로 동작하므로 고조파 왜곡이 없이 금속 접점의 역할을 한다.
그림 1. 이 회로는 5V 로직 신호로 75V에서 200A 펄스를 처리할 수 있는 다목적 (절연) 전원 스위치(Q1-Q2)를 제어한다.
50A 이상의 전류를 소비하는 낮은 저항 부하의 경우, 스위칭 상승 시간(ON 과도 상태로 정의)은 대부분 직렬 인덕턴스에 의해 결정된다. 이보다 낮은 전류 범위에서 상승 시간은 40ns 미만이며 하강 시간(OFF 과도 상태)은 주로 부하 임피던스에 의해 결정된다.
회로의 절연 (스위치) 측을 위한 전원은 직렬 연결된 3개의 3V 리튬 이온 1차 셀(CR2025 이산화 망간 리튬 셀)로 구성된다. 수 킬로헤르츠의 스위칭 레이트의 경우, 170mAh 용량의 배터리로 1개월 이상 연속 사용을 지원해야 한다. 일반 테스트 벤치 애플리케이션의 경우 배터리 수명은 계속 연결되어 있을 때 약 3개월 정도가 되어야 한다.
입력은 0V-5V 디지털 신호이며 20ns 미만의 상승 및 하강 시간을 갖는 것이 유일한 요구사항이다. 그리고 최소 펄스 폭(ON 또는 OFF)은 50ns이다. 18A 미만을 전달할 때 스위치는 ON 또는 OFF 상태를 계속 유지할 수 있다.
그림 1에서 IC1과 IC2는 입력 에지의 부호에 따라 1차 T1의 어느 한쪽에 좁은 포지티브 펄스를 인가하는 에지 검출기를 형성한다. 다른 한 쪽은 로우 상태를 유지한다. T1 펄스 극성은 회로에 인가되는 입력 신호 에지의 극성에 의해 결정된다. 2차 T1은 절반의 듀얼, 로우 사이드, 전력 MOSFET 드라이버(IC3)에 의해 형성되는 비반전 논리 버퍼(입력-출력)를 연결한다. 이 버퍼는 1차 T1에서는 포지티브 펄스에 따라 설정되고 네거티브 펄스에 대해 리셋되는 쌍안정 회로(flip-flop)로 동작한다. 그러면 쌍안정 회로 출력은 회로 입력(에지 검출기에 인가되는 디지털 입력 신호)과 같아진다.
IC3의 다른 한쪽과 IC4의 드라이버 2개는 모두 병렬로 연결된다. 입력은 쌍안정 출력에 연결되고, 병렬로 연결된 출력은 2개의 낮은 RDSON 전력 MOSFET(IRFB3077)의 게이트를 구동한다. 2개의 MOSFET은 반직렬로 연결되며 외부 스위치 전원 연결에 대한 드레인이 있고, 게이트 및 소스가 2개씩 함께 연결되어 있다. 반쪽의 IC2-IC3은 각각 4A의 피크 게이트 전류를 전달할 수 있기 때문에, 3개 드라이버를 병렬로 연결하면 모두 12A가 되어 전력 MOSFET의 스위칭 속도를 높여준다. MOSFET 소스는 배터리의 네거티브 측에 연결된다.
MAX5048의 입력 로직은 에지 검출기의 구현을 간편하게 해주며, 전력 트랜지스터 드라이버로 사용되는 MAX5054의 낮은 스태틱 전력 소비는 배터리 수명을 연장시켜준다. 이러한 이유로, 로우 사이드(제어 및 절연, IC1 및 IC2)와 하이 사이드(전력 드라이버, IC3 및 IC4)에는 유사하지만 서로 다른 IC 드라이버가 내장된다.
그림 2는 주요 기생 부품이 내장된 전원 스위치의 등가 회로이다. 모든 전원 회로와 마찬가지로 스위치의 지속적인 전력 처리 성능은 제공되는 히트싱킹에 의존한다. 그러나 히트싱크가 포함되면 기생 출력 커패시턴스가 상당히 증가하므로, 이 설계에는 히트싱크가 포함되지 않았다. 200A 펄스 처리 시, 보상으로 펄스 폭은 8ms로 제한하고 스위칭 듀티 사이클은 최대 0.5%로 제한된다. 80A 과도 상태의 경우, 펄스는 패키지에 의해 제한되지 않으므로 최대 50ms까지 연장할 수 있지만, 80A 과도 상태에 대한 듀티 사이클은 3%를 초과해서는 안 된다.
그림 2. 이 회로는 그림 1의 회로와 같은 전원 스위치 회로이지만 주요 기생 부품이 내장되어 있다.
실온에서 클램프되지 않은 인덕턴스를 스위칭할 때 그림 1 회로의 에너지 흡수 성능은 하나의 비반복 (nonrepetitive) 단일 펄스에서 280mJ 또는 최대 1% 듀티 사이클에서 펄스당 200mJ이다.
커플링 트랜스포머는 최소 크기와 권선 간 정전용량(interwinding capacitance)을 고려하여 설계되었으며, 1차 측에는 1회, 2차 측에는 2회 Fair-Rite 2643000801 7.5mm x 7.5mm 페라이트 비드에 감겨져 있다. 트랜스포머 구성은 스위치드 부하와 스위치 제어 회로 사이에 최대 허용 가능한 전압 차를 설정한다. 이 구성은 일반 자기-와이어 절연으로 구성되었을 때 1kV까지 쉽게 견디며, 테플론이나 이와 유사한 고품질, 고유전(high-dielectric)의 단단한 절연으로 되어있을 때는 1kV 이상 견딜 수 있다. 이보다 더 높은 전압 절연을 위해서는 패키징 설계의 다른 모든 측면까지 검토해야 한다.
T1의 페라이트 코어는 전도성을 가지므로 스위치의 양쪽에 동시에 접촉하지 않도록 한다. 스위치에는 인터록 (interlock) 보호 기능이 없다. 따라서 스위치를 사용하기 전에 먼저 리튬 배터리의 상태를 점검해야 한다. 전원이 인가될 때 스위치의 상태(ON 또는 OFF)를 보장하는 회로는 포함되어 있지 않다. 그러므로 셋업을 위해 다른 전원을 켜기 전에 스위치의 전원을 먼저 켜야 한다. 스위치 상태는 입력에 인가되는 1차 천이의 영향을 받기 때문에, 셋업의 나머지 부분에 전원을 인가하기 전 최소 한 번은 스위치가 On/Off되도록 한다.
테스트 결과
그림 3 ~ 그림 5에서 위의 파형은 디지털 입력이고, 아래쪽 파형은 스위치에 의해 50V 전원에 연결된 0.25Ω 저항 부하에서 관찰된 5µs 펄스이다. 파형은 짧고 매우 낮은 인덕턴스 필름 저항을 통과하여 발생된 전압이므로 거의 스위치 전류 파형에 가깝다. 그림 3의 약 200A 펄스 파형은 고전류 경로에 존재하는 기생 인덕턴스와 커패시턴스에 의한 오버슈트와 상승 시간(60ns ~ 80ns)의 영향을 모두 받는다. 그림 4는 이러한 펄스의 상승 시간과 ON 전파 지연을 보여주며, 그림 5는 하강 시간과 OFF 전파 지연을 보여준다. 그림 6 ~ 그림 8은 동일한 50V 전원에서 동작하면서 5Ω 부하와 10A 펄스에 대한 동일한 파형을 보여준다. 이렇게 구현된 상승 시간은 MOSFET의 내부 스위칭 상승 시간인 30ns ~ 40ns에 보다 가까우며, 패키지와 소스 인덕턴스에 의해 제한된다.
그림 3. 그림 1에서 5µs 펄스(2)는 제어 신호 (1)에 대한 응답으로 50V 전원과 직렬로 연결된 0.25Ω 저항으로 구성된 부하에서 나타난다.
그림 4. 40ns/cm 소인율(sweep rate)에서 관찰된 그림 3의 상승 시간과 ON 전파 지연
그림 5. 40ns/cm 소인율에서 관찰된 그림 3의 하강 시간과 OFF 전파 지연
그림 6. 그림 1에서 5µs 펄스(2)는 제어 신호 (1)에 대한 응답으로 50V 전원과 직렬로 연결된 5Ω 저항으로 구성된 부하에서 나타난다.
그림 7. 40ns/cm 소인율에서 관찰된 그림 6의 상승 시간과 ON 전파 지연
그림 8. 40ns/cm 소인율에서 관찰된 그림 6의 하강 시간과 OFF 전파 지연
요약
이 애플리케이션 노트에서는 전원 테스팅을 간편하게 해주는 SPST 바이폴라 전력 스위치의 설계를 살펴보았다. 스위칭 과도 상태 동안 발생되는 대전류와 전압 임펄스를 견딜 수 있는 이 스위치는 현재 출시 중인 대부분의 중거리 전원을 테스트할 때 사용할 수 있다. 이 스위치는 두 극성의 75V, 200A 과도 상태를 처리할 수 있고, 수십 나노초의 턴 온/턴 오프 시간을 구현한다. 또 낮은 직렬 저항과 매우 낮은 직렬 인덕턴스를 제공하며, 매우 낮은 출력-접지 커패시턴스로 전기적 절연된다.
이 글은 Power Electronics Technology 2007년 2월호에 처음 게재되었다.
의견을 보내주세요! 위 내용이 도움이 되셨나요? 여러분의 의견을 기다립니다 — Maxim은 보내주신 정정이나 제안사항을 반영하고 있습니다.
이 페이지를 평가하고 의견을 보내주십시오.
다운로드, PDF 형식
