개요: 이 애플리케이션 노트에서는 V2.1 기준 설계와 함께 Maxim의 2세대 TD-SCDMA 무선 주파수 트랜시버 칩셋을 소개한다. 또한 최적의 TD-SCDMA RF 설계를 수행하기 위해 신중히 고려해야 하는 감도와 블로커 테스트와 같은 일부 주요 시스템 문제들에 대해 살펴본다.
Maxim TD-SCDMA RF 트랜시버 칩셋
Maxim의 TD-SCDMA 모바일 폰 RF 칩셋은 MAX2507(Tx) 및 MAX2392(Rx)로 구성된다. 두 RF IC는 모두 Maxim의 자체 고주파 공정 기술을 이용하여 제작되었다. MAX2507은 완전 통합형 송신기 칩으로 아날로그 I/Q 입력에서부터 전력 증폭기 출력까지 여러 회로들이 내장되어 있다. 이 소자의 주 기능 블록은 I/Q 쿼드러처 변조기, 업컨버터, 가변 이득 증폭기(VGA), RF 전압 제어 발진기(VCO) 및 위상 동기 루프(PLL), IF 로컬 발진기 생성, RF 전력 증폭기(PA)를 포함하고 있다. 이 소자는 7mm x 7mm 랜드 그리드 어레이(LGA) 패키지로 제공된다. 함께 제공되는 zero-IF 수신기 MAX2392에는 저잡음 증폭기(LNA)에서부터 아날로그 I/Q 출력까지 여러 회로들이 내장되어 있다. 이 소자의 주 기능 블록은 LNA, RF I/Q 복조기, RF VCO 및 PLL 회로, 베이스밴드 채널 선택 필터, DC 오프셋 교정 회로, 자동 이득 제어(AGC) 베이스밴드 증폭기를 포함하고 있다. MAX2392는 5mm x 5mm QFN 패키지로 제공된다. OEM 무선 RF 보드 설계를 용이하게 하는 완벽한 기준 설계는 6.6cm²의 전체 PCB 크기를 보여준다. 기준 설계의 기능 블록 다이어그램은 그림 1에 나와 있고, 기준 보드의 사진은 그림 2에 나와 있다.
TD-SCDMA 표준 Rx 요구사항
TD-SCDMA 표준의 주 Rx 요구사항은 표 1에 제시되어 있다. 만족시켜야 하는 최소 감도는 -108dBm이며, 블로킹 사양은 주파수 오프셋을 갖는 계곡 형상(canyon shape)이다.
그림 1. TD-SCDMA 기준 설계 기능 블록 다이어그램
그림 2. TD-SCDMA 기준 설계 보드
표 1. TD-SCDMA Rx 요구사항
General Requirements
Description
Spec
Note
Frequency Band
2010MHz to 2025MHz
—
BER
< 0.001
—
Eb/Nt
5.2dB
Estimation/simulation
Subject to change
Rx Sensitivity
-108dBm
12.2kbps data rate
Maximum Input Level
-25dBm/1.28MHz
DPCH_Ec/Ior is 7dB
Adjacent Channel Selectivity (ACS)
33dB
±1.6MHz frequency offset
Receiver System NF
< 6.8dB
Customer proposed
I and Q Output Power
1VP-P with 2kΩ loading
Customer proposed
I and Q LPF Requirements
-40dBc at 5.12MHz, -3dBc at 800kHz, Bessel response with 3° phase delay and 0.2dB amp ripple below 640kHz
Customer proposed
Design with MAX4134 op amp
Blocking Requirements
In-Band Blocking
Case 1
Case 2
Blocking Offset
±3.2MHz
±4.8MHz
Desired Signal Level
-105dBm/1.28MHz
-105dBm/1.28MHz
Undesired Signal Level (Modulated)
-61dBm/1.28MHz
-49dBm/1.28MHz
Out-of-Band Blocking
Parameter
Band 1
Band 2
Band 3
Unit
Desired Signal Level
-105
-105
-105
dBm/1.28MHz
Undesired Signal Level (CW)
-44
-30
-15
dBm
Frequency Band
1840 < f < 1885 1935 < f < 1995 2040 < f < 2095
1815 < f < 1840 2095 < f < 2120
1 < f < 1815 2120 < f < 12750
MHz
감도 및 블로킹 규격 분석과 측정 결과
수신기 감도는 RF 채널의 신호 품질과 DSP 모뎀부의 베이스밴드 프로세싱으로부터 상당한 영향을 받는 시스템 규격이다. 최소 입력 신호 레벨 조건에서 RF 채널 품질은 잡음 지수(NF)에 의해 결정되는 수신기의 잡음 기여도(contribution)에 의해 전적으로 제한된다. 이러한 신호 조건에서 수신기 위상 잡음은 그 레벨이 열 잡음 레벨보다 훨씬 작기 때문에 고려되지 않는다는 점을 유의한다. 따라서 수신기 위상 잡음이 입력 SNR의 성능 저하에 미치는 영향력은 미미하다. 3GPP TR 25.945 표준[3]에서 수신기 감도는 -108dBm로 규정되어 있다. 일반적인 베이스밴드 프로세싱 이득과 변조 후 원하는 BER를 기준으로 할 때 이 수신기 감도는 9dB의 최대 수신기 NF에 해당한다. 그림 1에 보듯이 TD-SCDMA 기준 설계 수신기 경로의 측정된 NF는 약 5.7dB이다. 따라서 대응되는 측정 감도는 -111dBm이며, 이 값은 표준 규격에 대해 3dB의 여유도를 갖는다.
대역 내 블로커가 수신기 성능에 미치는 영향은 일반적으로 혼변조(cross-modulation), 2차 상호변조 곱(2nd-order intermodulation products), 상호 혼합(reciprocal mixing), 이 세 가지 현상으로 나타나는데, 아래의 소제목에서 자세히 설명하기로 한다.
혼변조
그림 3. 혼변조 곱
그림 3은 증폭기나 믹서와 같은 비선형 부품에서 발생하는 혼변조 현상을 보여준다. 그림에서 f1에서의 신호는 특정 대역폭을 갖는 변조된 블로커이며, f2에서의 CW 신호는 원하는 신호를 나타낸다. 증폭기 출력에서 삼각형의 상호변조 곱(triangular intermodulation products)은 원하는 신호 주파수 스펙트럼을 중심으로 f2를 발생시킨다. 이러한 혼변조 곱은 전형적으로 부품의 3차 비선형 특성 및 3차 인터셉트 지점(IP)과 관련이 있다. 블로킹 신호가 가우시안 잡음과 비슷한 정상 분포를 가질 때, 그 결과 나타나는 혼변조 곱의 전력은 다음 식을 통해 추정할 수 있다.
입력 신호도 변조되는 경우 출력 곱의 형태는 삼각형 및 신호 전력 스펙트럼 밀도 함수의 컨볼루션이다. 블로커 특성은 가우시안 잡음과 비슷한 정상 분포에서 벗어나게 되면 혼변조 곱은 더 작아진다. 간섭 신호를 정포락선(constant envelope)을 갖는 변조된 블로커로 본다면 혼변조 곱은 제로이다.
3GPP TDD 표준은 ±4.8MHz 오프셋에서 -49dBm의 변조된 간섭신호(interferer)에 대해 3dB의 감도 저하가 허용된다고 규정하고 있다. 만약 감도 저하가 혼변조 곱에 의해서만 발생된다고 간주한다면, 감도 레벨에서 수신기의 대역 내 열 잡음의 전력과 관련하여 혼변조 곱의 전력이 작게 유지되는 한 이러한 성능 레벨을 달성할 수 있다. 수신기의 잡음 지수가 표준에서 요구하는 9dB 미만이라고 가정한다면 식 2로부터 혼변조에 의해 결정되는 등가 수신기의 3차 인터셉트 지점을 유추할 수 있다.
2차 상호변조 곱 (IM2)
그림 4. 2차 상호변조 곱
변조된 블로커로 인한 2차 상호변조 곱은 그림 4에서 보듯이 DC 오프셋, 0Hz 주위의 저주파수 곱, 2f1 주위의 곱, 이렇게 세 가지 성분으로 구성된다. 블로커의 신호 통계가 가우시안 잡음과 비슷한 정상 분포를 따를 경우, 이 세 가지 성분은 전력에서 균등하게 나타나며, 그림 4의 식을 사용하여 추정할 수 있다. 블로커의 신호 통계가 정포락선 신호 통계에 근접할 때 저주파수 곱의 전력 레벨은 최소화된다. 간섭 신호가 정포락선 블로커일 때 출력에서 발생되는 저주파수 IM2 곱은 존재하지 않는다. Zero-IF 수신기의 I/Q 출력에서 이러한 저주파수와 DC IM2 성분은 하향 변환된 원하는 신호 대역에 들어가므로 수신기의 성능 저하를 초래할 수 있다. MAX2392 수신기 회로에서 DC 오프셋은 온 칩에서 제거된다. 따라서 수신기 간섭 예상치를 구할 경우 저주파수 IM2 곱만 고려하면 된다.
3GPP TDD 표준은 ±4.8MHz 오프셋에서 -49dBm의 변조된 간섭신호에 대해 3dB의 감도 저하가 허용된다고 규정하고 있다. 혼변조 경우와 마찬가지로 만약 감도 저하가 저주파수 IM2 곱에 의해서만 발생되고, 수신기의 NF가 표준에서 요구하는 9dB 미만이라고 간주한다면, 식 3에서 보듯이 수신기의 2차 인터셉트 지점 IIP2, RX를 추정할 수 있다. 포스트 믹서 (post-mixer) 베이스밴드 채널 선택 필터에서 하향 변환되는 대역 내 블로커를 제거한다고 가정한다면, 수신기의 2차 인터셉트 지점은 전적으로 zero-IF 다운컨버터 블록의 인터셉트 지점에 의해 결정된다.
참고: "-3" 항목은 변조 지수에 의해 결정된다.
MAX2392에는 4가지 동작 모드가 있다. 대형 블로커가 존재하면서 약신호를 수신하는 경우에는 HGHL(high-gain high-linearity)과 HGML(high-gain medium-linearity) 모드가 권장된다. 두 모드는 모두 기준 설계 수신부(receiver section)에서 측정된 IIP2, RX가 +15dBm 이상이므로 최소 12dB의 여유도로 요구사항을 만족한다.
위상 잡음 및 상호 혼합
3GPP TD-SCDMA 표준은 VCO의 위상 잡음을 명확하게 규정하고 있지는 않으며, 대신 VCO의 위상 잡음에 영향을 미치는 다른 규격에서 유추해볼 수 있다. 앞에서 설명했듯이 송신기 EVM은 무선회로에 엄격한 위상 잡음 요구사항을 적용하고 있지 않지만 송신기의 VCO +PLL 위상 잡음에 의해 영향을 받는 파라미터 중 하나이다. 수신기 감도 또한 LO 위상 잡음에 의해 결정되는데, 16QAM 변조 경우에서도 무선에 엄격한 위상 잡음 요구사항을 두지 않는다. LO 위상 잡음에 엄격한 규격을 부여하는 경향이 있는 두 가지 규격은 블로킹과 투 톤 상호변조 특성 최소 요구사항이다. 이렇게 부여되는 규격은 그림 5에서 보듯이 상호 혼합(reciprocal mixing)으로 불리는 현상 즉, LO 측파대 잡음이 변조되어 간섭신호에 나타나는 현상으로 나타난다.
그림 5. 간섭신호에 발생하는 LO 위상 잡음의 상호 혼합
블로킹 및 투 톤 상호변조 요구사항에서 언급했듯이 이러한 테스트 시나리오에서 수신기 감도는 3dB까지 성능 저하가 허용된다. 이러한 모든 성능 저하가 위상 잡음 상호 혼합으로 인한 것이라고 가정한다면 수신기 잡음 지수는 표준에서 규정하고 있는 대로 9dB 미만이다. 다음으로, 아래의 식을 사용하여 요구되는 LO 위상 잡음을 유추할 수 있다.
블로킹 및 투 톤 상호 변조 테스트 경우에서 언급했던 최대 간섭 전력은 원하는 신호 중심 주파수로부터 ±3.2MHz 오프셋에서 -46dBm 톤이다. 이 값을 위 식에 대입하면 수신기 LO 위상 잡음의 요구사항은 반송파로부터 3.2MHz 오프셋에서 -119dBc/Hz 미만이 됨을 알 수 있다. MAX2392 VCO의 측정된 위상 잡음은 -129dBc/Hz이며, 이는 10dB의 여유도로 요구사항을 만족한다.
대역 외 블로킹의 경우 LNA 이전의 SAW 필터는 LNA 포화를 피하기 위해 모든 대역 외 간섭을 용인되는 레벨로 떨어뜨린다. LNA 출력의 블로커 레벨이 믹서 IP2와 IP3와 비교할 때 이미 충분히 낮기 때문에 LNA와 믹서 사이에 SAW 필터는 필요하지 않을 것이다. 인터스테이지 필터는 필요한 발룬 기능을 제공하므로 별도의 비용 없이 추가 필터링의 이점을 얻을 수 있다. 예컨대 ±85MHz 오프셋에서 지정된 블로커는 -15dBm이다. 만약 SAW가 30dB 감쇄를 제공하면, LNA의 블로커 레벨은 -46dBm이다(T/R 스위치에서 1dB 손실). 이는 대역 내 블로커 레벨과 유사하며, 위 방법을 통해 IM2 및 IM3을 분석할 수 있다. 측정된 결과는 각 블로커 테스트에서 3GPP 요구사항으로부터 최소 3dB의 여유도가 존재함을 보여준다.
요약
Maxim의 TD-SCDMA 기준 설계 V2.1는 모든 주요 수신기 규격에 대해 최소 3dB의 여유도로 3GPP 표준 요구사항을 만족한다.
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