개요: 여기에 소개되는 회로는 저전압 애플리케이션을 보호하도록 설계된 간단한 과전류 검출기로 빠른 응답을 제공한다. 미달 전압으로 인해 긴 시동 지연을 갖는 전용 핫스왑 컨트롤러와 달리 이 회로는 입력 전원이 2.7V 이상으로 상승하면 불과 150µs 후 보호 기능을 제공한다. 이 밖에도 외부 p채널 스위치의 제한된 게이트 전압은 파워 업 시 돌입 전류 제한을 측정한다.
개요
그림 1은 래칭 과전류 오류 검출기의 완전한 회로를 보여준다. 전원이 인가된 후 비교기 출력 COUT은 제로 볼트에 가깝다. Q2 및 Q3으로 구성되는 비반전 버퍼는 Q1의 게이트인 매우 낮은 온 저항, 낮은 임계값, p채널 전력 MOSFET이 완전하게 상승되도록 보장한다. 이를 통해 부하로 공급되는 전류는 하이 사이드 전류 감지 앰프에 의해 측정되며, 이 앰프는 전류 감지 저항 RSENSE를 통과하는 작은 전압을 OUT 핀에서 스케일링되는 접지 기준 출력 전압으로 변환한다. 이 전압은 부하 전류와 비례하여 래치된 비반전 비교기의 입력에서 추가로 스케일링된다.
부하 전류가 R1과 R2의 접합부에서 임계 전압을 초과하면 비교기는 상태를 변경하며, 이에 따라 출력 전압이 R3에 의해 하이로 구동된다. 게이트-소스 전압이 게이트 임계값 미만으로 내려가면 p채널 MOSFET이 셧다운된다. 비반전 버퍼 Q2-Q3은 충분한 충전 및 방전 전류가 Q1 게이트에 드나들도록 함으로써 빠른 스위칭을 구현한다.
그림 1. 내장된 전류 감지 앰프, 래치된 비교기 및 기준전압이 빠른 응답, 저전압, 과전류 보호 회로를 구성한다.
부품 선택
컨트롤러 MAX4373은 +3.3V 전원으로 동작하는 빠른 응답, 전류 래칭, 전류 제한 검출기 회로를 위해 선택된 컨트롤러이다. MAX4373은 이러한 회로를 생성하는 데 필요한 높은 공통 모드 차동 전압 검출기, 기준전압, 그리고 액티브 로우 리셋 기능이 있는 래칭 비교기와 같은 모든 소자를 내장하고 있다. 시동 지연은 일반적으로 VCC 애플리케이션에서 500µs이며 비교기를 통한 전파 지연은 보통 4µs이다.
전류 감지 저항
최적의 이득 정확도(일반적으로 1% ~ 1.5%)를 보장하는 감지 저항값을 선택할 때 정격 전류에서 전압 강하는 +20V/V 및 +50V/V의 이득 범위(MAX4373 T 및 F 버전)의 경우 75mV ~ 100mV 범위에 있어야 한다. 다음의 수식으로 감지 저항값과 이를 통과하는 전력을 계산할 수 있다.
출력의 동적 범위도 중요한 고려사항이다. 동작/검출 전류에 대응하는 공칭 출력 전압은 전원 전압의 절반에서 중앙에 오도록 한다. 최대 VOUT은 VCC의 전원 전압에서 250mV 미만이다. 따라서 VCC = +3.3V일 때 공칭 VOUT은 약 1.4V가 되어야 한다. 이 예에서 +20V/V의 이득을 갖는 MAX4373(T 버전)은 70mV 감지 전압에 적합하다.
이 애플리케이션에서 RSENSE = 4.6mΩ이고 70mV VSENSE를 생성하고 전류 감지가 15A일 때 가장 가까운 값인 4.7mΩ을 선택한다. Tyco-Meggitt RL73H의 허용오차는 ±1%(F 서픽스)이다.
임계값 전류
전류 감지 앰프를 설정한 다음에는 비교기를 구성하여 직렬 전원 스위치를 디스에이블하는 데 적합한 스위칭 출력 전압을 제공한다. 저항 분배기는 전류 앰프 출력을 비교기의 포지티브 입력에 연결한다. 스위칭을 위해 비교기의 포지티브 입력은 공칭 600mV의 내부 설정 임계값(580mV ~ 618mV)을 초과해야 한다. R1 및 R2의 값을 계산하기 위해 다음의 전압 임계값 식을 사용한다.
R1 및 R2를 흐르는 전류는 전류 감지 앰프의 공칭 출력 전압에서 150nA보다 커야 하고 500µA보다 작아야 한다. 비교기 출력은 600mV(최대)의 포화 전압으로 1mA를 싱킹한다. 게이트 풀 업 저항 R3은 다음 식으로 계산한다.
전원 스위치
외부 p채널 MOSFET을 위한 주요 선택 규격으로는 피크 전류, 온 저항, 게이트 전압, 그리고 패키징이 있다. 온 저항은 정격 전류에서의 전압 강하가 전류 감지 저항과 거의 동일할 수 있는 값을 선택해야 한다. 이러한 값은 감지 저항과 MOSFET에서 유사한 소비 전력 레벨을 생성한다.
Siliconix의 Si7485DP MOSFET은 VGS = -2.5V에서 9mΩ 최대 온 저항을 갖는다. 이 20V p채널 소자는 낮은 입력 전압에서 동작할 수 있어 선택되었다. 최악의 경우 안정 상태의 소비 전력은 다음 식으로 계산한다.
15A 부하 전류 및 9mΩ 온 저항에서 Si7485DP는 주변 온도보다 40°C ~ 50°C 높게 동작하므로 최종 애플리케이션에 따라 추가 히트 싱크가 필요하다.
이 예에서 전원 스위치는 약 60nC의 게이트 전하 규격을 갖는다. 빠른 응답이 필요한 경우 이 값은 R3의 구동 성능과 저전력 비교기 출력보다 높아야 한다. 따라서 게이트 드라이브 버퍼는 필수적이다. 위에서 보았듯이 Q2 및 Q3은 충분한 바이폴라 전류 이득을 Q1의 게이트에 공급하는 보완적인 emitter-follower 드라이버를 구성한다. 트랜지스터는 500mA ~ 1A의 중간 콜렉터 전류에서 우수한 DC 베타를 갖는 것을 선택한다. 적합한 선택으로 SOT223 패키지로 제공되는 Zetex FZT688B (npn) 및 FZT788B(pnp)가 있다. 게이트 응답 시간을 계산하려면 다음 식을 사용한다.
동작
허용오차 결정
실제로 감지되는 전류값은 다음 규격으로 인한 허용오차 결정에 따라 달라진다.
감지 저항
±1% (TL3A)
감지 전압 제한
±0.1
이득 허용오차
±5.5% (최대, 이득 및 오프셋 오차 포함)
비교기 저항 허용오차
±1% (R1 & R2)
비교기 임계값 허용오차
±3.3%
감지 전압 허용오차를 무시한다면 전체 전류 감지 허용오차는 ±10.8%에 가깝다. 상세한 제한은 다음 식을 사용하여 계산할 수 있다.
R1 및 R2에 대해 ±0.1% 허용오차 저항을 사용하면 오차 제한을 다소 줄일 수 있지만 (약 ±1%) 최종 애플리케이션에서 추가 비용이 지원되지 않을 수 있다.
턴 오프 과도 상태
오류에 대한 빠른 응답과 이후의 전류 차단은 매우 중요한 요구사항이다. 그러나 전력 리드의 분배된 인덕턴스에 남아 있는 에너지가 손상을 초래할 수 있는 전압 스파이크를 발생시킬 수 있다. 일부 에너지는 부하 전원에서 분배된 커패시턴스에 의해 흡수되지만 28V 이상의 과도 상태로부터 MAX4373을 보호하기 위해서는 빠른 응답의 과전압 클램프가 필요할 수 있다.
결과
전류 프로브로 입력 단자(그림 1의 VIN)에서 부하 전류를 모니터링한다. 부하 전류는 임계값에 도달하여 회로를 트리거할 때까지 증가된다. 응답 시간은 약 2µs이다(그림 2).
그림 2. 그림 1 회로에 대한 테스트 결과는 약 2µs의 응답 시간을 보여준다.
유사한 글이 2005년 Power Electronics Technology 10월호에 게재되었다.
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