개요: Intel® 및 AMD® CPU의 성능은 지난 5년 동안 상당한 수준으로 향상되었다. 이러한 성능의 향상으로 CPU를 구동하는 전압 레귤레이터가 더욱 정교해지고 복잡해졌다. 전원 설계자가 당면한 가장 큰 문제는 전원의 전반적인 비용을 줄이면서 전력 수준 향상, 더욱 정확해진 오차 허용도, 보다 신속한 과도 응답 요건을 충족시키는 것이다. 이 문서에서는 펄스 폭 변조(PWM: pulse-width modulation)의 역사, 다중위상 동작 및 전류 셰어링에 대해 간략히 알아보고, 설계자들이 최신 고전력 CPU 설계에 대해 직면한 과제들을 해결할 수 있는 최신 기술을 소개한다.
성능 요건 증가 및 비용 제약 강화
다음 표를 보면 지난 5년 동안 어떻게 CPU 성능이 향상되었는지 확인할 수 있다. 전압 및 특히 전압 오차 허용도가 감소한 반면 전력 요건이 대폭 향상되었다는 점을 주지한다.
Features
Pentium® III
Pentium® 4 Extreme
Year Introduced
2000
2005
Core Speed (Hz)
600M
3.73G
L2 Cache
256K
2M
Front Side Bus Speed (MHz)
100
1066
Voltage (V)
1.75
1.30
Voltage Tolerance (mV)
+40/-80
±19
Power (W)
19.6
150
전력 전압 레귤레이터를 정의하는 한 단위는 수용 가능한 "위상" 또는 채널의 개수이다. 각 위상은 실제 가용 공간 및 냉각 등의 요인에 따라 25W ~ 40W의 전력을 공급한다. 단일 위상 전압 레귤레이터의 경우, Pentium® 3에 충분했지만 현재 사용되는 CPU에는 3 또는 4위상 레귤레이터가 필요하다.
전류 밸런싱 다중위상 전원을 설계할 때 발생하는 한 가지 문제는 위상 간 전류 (전력) 셰어링이 적절해야 한다는 점이다. 한 위상에 존재하는 상당히 불균형한 전류량은 부품에 응력을 가해 수명을 저하시킨다. 실제로, 모든 다중위상 전압 레귤레이터에는 위상 간 능동적인 전류 밸런싱을 유지하는 회로가 내장되어 있다.
정확성 CPU 전압은 높은 클록 주파수에서 동작할 수 있도록 매우 정확한 오차 허용도로 제어되어야 한다. 이 같이 정확한 오차 허용도는 정적 (static) 부하 조건은 물론 동적 (dynamic) 부하 조건에서도 유지되어야 한다. 정적 정확도의 경우, 정확한 온칩 기준 전압을 구현하고 오프셋 전압 및 바이어스 전류를 최소화하여 실현된다. 반면, 동적 정확도의 경우, 전압 레귤레이터의 제어 루프 대역폭과 레귤레이터 출력에 사용되는 상당한 커패시턴스의 영향을 받는다. 갑작스런 CPU 전류 요건 변화에 즉각적으로 반응하는 CPU는 존재하지 않기 때문에 모든 설계에는 상당량의 커패시턴스가 요구된다. 레귤레이터의 제어 루프 대역폭이 높을수록 보다 신속하게 CPU 요건을 ‘만족’ 하여 대용량 커패시터를 통해 공급된 전류를 보충하게 된다.
CPU 전압 레귤레이터의 요건은 비용을 들이지 않고선 해결되지 않는다. 다이 영역 및 핀 수 모두 레귤레이터가 수용하는 위상의 수에 따라 비례 증가한다. 정확도가 높은 기준 전압에는 정교한 설계 및 캘리브레이션 기법이 요구된다. 전압 및 전류 감지, 기본 전압 레귤레이션 및 능동 전류 셰어링에 사용되는 증폭기는 낮은 오프셋 및 바이어스 전류에서 신속해야 하며 프로세스 및 온도에 대하여 안정성이 있어야 한다.
고전력 CPU 레귤레이터 설계에 있어 가장 중요한 문제는 아마도 비용일 것이다. CPU 코어 전압 레귤레이터의 위상 가격은 지난 5년 동안 4배 이상 감소하였다.
전원 제어에 대한 기본 사항
실제로 다중위상 전압 레귤레이터 모두 PWM 방식을 사용한다. 대부분 고정 주파수이므로 클록이 하이 사이드 MOSFET(그림 1의 QHI 참조)을 동작시키기 시작하면 입력 전원이 인덕터를 충전시킬 수 있다.
그림 1. 입력 전원은 단순화된 단일 위상 벅 레귤레이터의 인덕터를 충전시킨다.
제어 루프가 이 "온 펄스"를 종료할 때라고 판단하면 하이 사이드 MOSFET이 꺼지고 로우 사이드 MOSFET(QLO)이 동작되므로 인덕터를 부하로 방전시킬 수 있다. 이러한 유형의 PWM 제어를 트레일링 에지 (trailing-edge) 변조라고 하는데, 이는 리딩 에지(leading edge, 하이 사이드 ON)가 (내부 클록으로 인해) 고정되는 반면, 트레일링 에지(하이 사이드 OFF)는 제어 루프와 실시간 조건에 따라 달라지기 때문이다. 클록 기간에 대한 하이 사이드 MOSFET의 동작 시간 비율을 듀티 사이클(D)이라고 하며 이는 정상 상태 조건에서의 VOUT/VIN과 동일하다.
전압 모드(그림 2)는 출력 전압(또는 축소된 형태의 출력 전압)을 고정 내부 기준 전압과 비교한다. 이에 대한 결과가 고정된 내부 기울기 (또는 램프) 신호와 비교되는 오류 신호이다. 램프 신호는 클록 펄스와 일치한 상태로 시작되고, PWM 비교기의 출력은 램프 신호가 오류 전압 이하로 지속되는 동안 하이로 유지된다. 램프 신호가 오류 전압과 교차할 때, PWM 비교기의 출력이 로우가 되고 온 펄스가 종료된다. 전압 루프는 제어 전압(VC)과 이로 인한 듀티 사이클을 적절하게 조정하여 출력 전압 상수를 유지한다(그림 3).
그림 2. 단순화된 전압 모드 벅 레귤레이터
그림 3. 전압 모드 파형
피크 전류 모드(그림 4)는 전압 모드에 사용된 내부 램프를 인덕터의 전류를 통해 생성된 램프로 교체하여 제어 루프에 전류 정보를 추가한다. 전압 모드와 마찬가지로 고정 주파수 클록이 하이 사이드 MOSFET을 동작시키면 인덕터 전류가 상승하게 된다. (스케일된) 최대 인덕터 전류가 오류 전압과 같을 때 온 펄스가 종료되고 하이 사이드 MOSFET이 꺼진다. 이 방식의 경우, 외부 전압 루프와 내부 전류 루프가 존재한다. 외부 전압 루프는 내부 전류 루프로 측정된 최대 인덕터 전류를 적절하게 프로그래밍하여 출력 전압 상수를 유지한다.
그림 4. 단순화된 피크 전류 모드 벅 레귤레이터
절충 사항 및 고려사항
예상하는 바와 같이 각 방식에 대한 찬반 의견이 존재한다. 다음 절에는 전원 설계에서 고려해야 할 사항들 중 일부가 설명되어 있다.
잡음 내성
전압 모드의 경우 잡음 내성이 우수한데, 이는 제어 IC를 설계할 때 램프 신호의 크기를 실제와 같이 크게 만들 수 있기 때문이다. 출력 전압이 컨트롤러로 다시 전송되는 유일한 감지 신호이므로, 전압 모드를 레이아웃하는 것이 비교적 쉽다.
피크 전류 모드의 경우, 출력 전압 이외에도 외부 전류 감지 신호가 다시 전송되어야 한다. 이 같은 전송은 부하 전류 경로의 저항을 감지하여 실시된다(전류 밸런싱 참조). I²R 손실을 최소화하기 위해 저항이 최소한 작게 유지된다. 그러므로, 신호가 전압 모드에서 생성된 내부 램프보다 치수가 작아지는 경향이 있다. 이 때, 신호가 외부 잡음원으로 인해 손상되지 않도록 주의해야 한다. 실제로, 피크 전류 모드가 현재 일반적으로 사용되며 표준 사례를 사용할 경우 구성하기가 까다롭지는 않다.
라인 레귤레이션
전압 모드는 본래 입력 전압의 변화에 보다 느리게 응답한다. 입력 전압 변화에 대한 응답은 전압 피드백 루프를 통해 교정되어야 하는 출력 전압의 레귤레이션 오류에 먼저 반영되어야 한다. 그러므로, 응답 시간은 제어 루프 대역폭에 의해 제한된다. 가장 최신의 전압 모드 레귤레이터에는 입력 전압 변화를 감지하고 이에 따라 해당 램프 슬로프를 조정하여 "피드 포워드(Feed-forward)" 전압을 가하는 회로가 내장되어 있다. 그러나 이렇게 되면 컨트롤러가 복잡해진다. 피크 전류 모드의 듀티 사이클을 불러오는 기능은 인덕터-전류 램프(입력과 출력 전압의 함수)를 통해 제어된다. 이렇게 되면, 피크 전류 모드가 사이클별로 고유한 피드 포워드를 제공하게 되어 라인 전압 변화에 대한 응답은 꽤 빨라진다.
전류 밸런싱
2개 이상의 위상(다중 위상)으로 구성된 전압 레귤레이터는 한 위상이 불균형한 전류량을 처리하지 않도록 위상 간 능동적인 전류 밸런싱을 유지해야 한다. 위상별 전류 감지는 하이 사이드 또는 로우 사이드 MOSFET을 통해 전류를 모니터링하거나 각 위상마다 배치된 전류 감지 저항을 통해 전류를 감지하여 이루어진다. MOSFET 방식은 기존의 회로 소자를 사용하기 때문에 비용이 저렴하다. 그러나 MOSFET 저항이 프로세스와 온도에 따라 크게 달라지기 때문에 정확하지는 않다. 전류 감지 저항 방식은 매우 정확하긴 하지만 비용이 증가하고 전원 변환 효율도 감소된다.
위상별 전류 정보를 추출하는 또 다른 일반적인 방법은 인덕터의 DC 저항(DCR)을 전류 감지 소자로 사용하는 것이다. 이 방법은 기존의 회로 소자를 사용하고 DCR 오차 허용도에 따라 타당성 있는 정확도를 제공하기 때문에 비용이 증가하지 않는다. 직렬 저항 및 커패시터는 RC 시간 상수가 L/DCR 시간 상수와 일치할 때 인덕터 전반에 걸쳐 추가된다. 커패시터 전반에 걸쳐 감지된 전압은 인덕터를 통한 전류의 DC 및 AC를 잘 표현해준다. 전압 모드 및 전류 모드 CPU 레귤레이터의 경우, 현재 이 방법이 상당히 보편적으로 사용되고 있다.
전압 모드 및 전류 모드의 위상별 전류 정보 활용 방식을 통해 또 다른 절충 사항을 확인할 수 있다. 전압 모드는 제어 루프에서 오직 전압 정보만을 사용하기 때문에 각 인덕터의 개별 위상 전류를 제어(전류 밸런싱의 요건)할 수 없다. 반면 피크 전류 모드는 인덕터의 전류 정보를 제어 구성의 일부로 사용하기 때문에 고유한 전류 셰어링을 제공한다. 최신 다중위상 전압 모드 레귤레이터에는 전류 밸런싱 기능을 제공할 수 있도록 2차 제어 루프가 추가되어야 한다. 그러나 이 경우 IC가 더욱 복잡해지고 전압 포지셔닝 및 과도 응답에서 논의된 다른 절충 사항들도 발생하게 된다.
피크 전류 모드가 고유한 전류 셰어링을 제공한다 하더라도 하나의 가공물은 실제로 전류 정합 정확도에 영향을 미친다. 인덕터 전류의 최저값이 아닌 최대값이 제어되기 때문에 오차 허용도 등으로 발생하는 두 위상 간 인덕턴스 부정합으로 인해 여러 다른 피크-피크 크기와 함께 인덕터 전류 리플 신호가 생성된다. 이렇게 되면 두 위상 간 전류에 DC 부정합 현상이 발생하게 되어 위상 전류 밸런싱이 유지되는 정확도에 영향을 주게 된다.
Maxim은 각 위상에서 인덕터 리플 전류의 평균을 구하는 신속한 능동 평균화*(RA²)를 통해 이 제한 사항을 해결하고 있다. RA² 회로(그림 5)는 5 ~ 10번의 스위칭 사이클 동안 각 위상의 피크-피크 리플 전류를 "학습"한 후 피크 전류 신호를 리플 전류의 절반까지 바이어싱한다. 최대 제어 지점이 인덕터 전류 최대값에서 DC 전류 지점으로 바뀌었으므로 매우 정확한 DC 전류 정합을 유지하면서 계속 피크 전류 모드 제어의 모든 이점을 보유한 셈이다. RA² 회로가 레귤레이션에 사용된 전류 루프 경로의 일부가 아니기 때문에 과도 응답 속도를 저하 시키지 않는다. 이 기술은 Intel VRD 10.1(및 차세대 VRD)과 AMD K8 Socket M2용으로 설계된 MAX8809A/MAX8810A 코어 레귤레이터에 사용된다.
그림 5. RA² 알고리즘 구현
전압 포지셔닝 및 과도 응답
최신 CPU의 경우, 프로세서의 로딩 상태가 갑자기 변화할 때 전류 과도 특성이 거대해진다. 전압 오차 허용도는 이 같이 까다로운 동적 조건 하에서 유지되어야 하는데, 그렇지 않을 경우 CPU가 록업(lockup)되는 경향이 있다. CPU 전류의 갑작스런 변화를 흡수하거나 공급하는데 충분한 상당량의 커패시턴스를 확보하면 이와 같이 유지할 수 있지만 전반적인 비용이 증가하게 된다.
대부분의 대전류 CPU 코어 레귤레이터 설계에는 상당량의 커패시턴스 요건을 줄이기 위해 전압 포지셔닝이라는 기법을 사용한다. 규정된 슬로프에 따라 부하 전류가 증가하므로 출력 전압을 감소(약화)시킬 수 있다. 전압과 전류 간 라인을 종종 "부하 라인"이라고 하며 슬로프는 임피던스(예: 1m)로 규정된다. 이점은 동적 조건 하에서 전압 여유도가 증가된다는 것이다. 이렇게 되면 안전한 동작에 요구되는 상당량의 커패시턴스가 감소된다.
전압 포지셔닝 고려사항을 무시하는 전압 모드는 전압 루프 응답 측면에서 이론적인 이점을 제공한다. 이론적인 루프 대역폭은 (출력-전압) 리플 주파수의 함수 또는 위상 수를 곱한 위상별 스위칭 주파수의 함수이다. 피크 전류 모드의 경우, 전압-루프 대역폭은 위상별 스위칭 주파수의 함수에 한하는데, 이는 "샘플링 효과" 때문이다.
그러나 실제적으로 전압 포지셔닝 애플리케이션 간 차가 존재한다. 전압 모드 제어의 경우, 전류 밸런싱을 위해 2차 제어 루프가 요구된다는 점을 유념한다. 루프 대역폭은 일반적으로 전압 루프와의 간섭을 방지하기 위해 전압-루프 대역폭의 1/5 ~ 1/10로 설정된다. 주로 저속 조정만 하면 되므로 위의 값은 전류 밸런싱에 충분하다. 그러나 전압 포지셔닝의 경우 부하 과도 특성 응답 성능이 전류-루프 대역폭에 대한 직접적인 함수가 된다. 전압 모드의 경우, 이는 상당히 낮다(예: 5kHz). 피크 전류 모드의 전류 루프 대역폭은 전압 루프 대역폭(예: 50kHz ~ 75kHz)과 동일한데, 이는 전압 및 전류 정보를 모두 사용하는 루프가 오직 1개이기 때문이다. 그림 6 및 7의 스코프 화면을 통해 이로 인한 과도 성능 차를 아주 쉽게 확인할 수 있다. 두 그림에는 95A 부하 방출 전 96A 부하 스텝에 대한 응답 특성이 표시되어 있다.
그림 6. 경쟁업체 제품의 전압 모드 과도 응답
그림 7. MAX8810A의 피크 전류 모드 과도 응답
레귤레이터는 전압 포지셔닝 구현 방법이 서로 다르다. 전압 모드에 나타나는 2차 전류 루프는 대개 총 평균 전류 정보를 제공한다. 일반적으로 스케일된 형태로 표시되는 이 정보는 저항을 통해 기준 (희망 출력) 전압 또는 실제 (피드백) 전압에 인가되는 오프셋 전압을 강제 설정한다. 적정 부하 라인 임피던스를 제공할 수 있도록 저항 값이 선택된다.
MAX8809A/MAX8810A는 출력 부하 라인(그림 8)을 능동적으로 설정할 수 있는 유한 이득을 사용한 다른 방식을 채택하고 있다.
그림 8. 능동 전압 포지셔닝 및 피크 전류 모드 제어 기능이 내장된 MAX8810A
오차 전압 공식은 다음과 같다.
VC = gMV x RCOMP x (VDAC - VOUT)
여기서, gMV는 오차 증폭기 이득, RCOMPM는 오차 증폭기의 출력과 접지 간 연결된 저항, VDAC는 희망 출력 전압 및 VOUT는 실제 출력 전압이다.
마찬가지로 PWM 비교기에 대한 반전 입력에서의 전압은 다음과 같다.
VC = (IOUT / N) x RSENSE x GCA
여기서, IOUT는 출력 (CPU) 부하 전류, N은 위상 수, RSENSE는 전류 감지 소자 값 및 GCA는 전류 감지 증폭기 이득이다.
레귤레이션의 경우, 두 전압은 서로 같아야 한다. 위의 식을 치환한 후 다시 정리하면 다음과 같다.
(VDAC - VOUT) / IOUT = (RSENSE x GCA) / (N x gMV x RCOMP)
(VDAC - VOUT) / IOUT는 이미 부하 라인 임피던스로 규정된 항이다. 전류 감지 이득(GCA)과 오차 증폭기의 트랜스컨덕턴스 (gMV)는 IC 설계에 의해 지정된 상수이다. 파라미터 RSENSE 및 N은 애플리케이션으로 결정된다. 그러므로, 전압 오차 증폭기의 이득을 프로그래밍하는 RCOMP의 적정 값을 선택하기만 하면 부하 라인 임피던스를 쉽게 프로그래밍할 수 있다.
루프 보상
위에 설명된 MAX8809A/MAX8810A의 전압 포지셔닝 기법이 지닌 장점은 간편하다는 점이다. 전압 포지셔닝 시 오차 증폭기 출력에서의 저항은 루프 보상에도 사용된다. 피크 전류 모드의 경우, 단극 보상(Single-pole compensation)만 있으면 대용량 커패시터 및 관련 ESR을 통해 형성된 0점를 취소할 수 있다. MAX8809A/MAX8810A의 경우, 전압 포지셔닝 저항과 평행한 작은 값의 커패시터만 추가하면 된다. 전압 포지셔닝 및 루프 보상을 조합하면 레귤레이터의 출력 정확도에 영향을 미칠 수 있는 오류 요소가 감소된다.
전압 모드 제어는 변조기 (제어 루프) 및 출력 필터로 인해 형성된 극 및 0점들로 인해 보상하기가 더 복잡하다. 전압 모드에는 주로 타입 III 보상이 필요한데, 이 경우 소형 저항 및 커패시터 수가 증가하게 된다.
온도 보상
전류 감지에 인덕터 DCR을 사용할 경우 발생하는 단점 하나는 DCR이 구리의 포지티브 온도 계수에 따른 온도별로 변한다는 점이다. 이는 전압 포지셔닝 및 전류 제한 보호 정확도에 모두 직접적인 영향을 미친다.
보상하려면, 동일한 값이지만 반대의 (네거티브) 온도 계수, 즉 NTC를 갖는 저항이 설계에 사용된다. NTC는 일반적으로 부하 라인 임피던스를 프로그래밍하는 저항 네트워크의 일부에 해당하므로 동작 온도 범위에서 출력 전압 대비 전류가 안정화되도록 보장한다. NTC는 온도와 선형 상태를 이루지 않으므로 해당 온도 범위에서 선형성을 띠도록 저항 네트워크에 저항 2개를 추가시켜야 한다.
후자의 단점은 전류 제한 정보가 온도 보상형이 아니라는 점이다. 실온에서의 전류 제한 임계값은 온도가 더 높을 때 전류 신호가 증가하는 현상을 설명할 수 있도록 비례적으로 증가해야 한다. 실온에서 인덕터 및 MOSFET이 특대형이어야 전류 제한 값에서 피크 전류를 처리할 수 있다. 단, 이렇게 할 경우, 솔루션 비용이 증가하게 된다.
혁신적인 MAX8809A/MAX8810A 레귤레이터 역시 NTC를 사용하지만, 이 정보는 전압 포지셔닝 회로와는 무관하게 적용된다. 선형화 기능이 통합되어 있으므로 2개의 저항을 추가할 필요가 없다. 온도 교정식 전류 정보는 전압 포지셔닝 및 전류 제한에 내부적으로 사용된다. 경쟁업체 제품의 경우, 전류 제한을 보상하는 데 일반적으로 2차 NTC가 필요하다. 반면, MAX8809A/MAX8810A는 VRHOT 기능에 대한 동일한 내부 온도 정보, 즉 전압 레귤레이터가 특정 온도 이상이 되었다고 표시하는 신호도 사용한다. 그러므로 1개의 온도 감지 소자 가격으로 3가지 온도 기능을 이용할 수 있으므로 전체 비용도 감소된다.
결론
지금까지 일반적인 2가지 방법(전압 모드 및 피크 전류 모드)을 포함, 최신 CPU 구동에 사용되는 전압 레귤레이터 제어에 대한 기본 사항을 살펴보았다. 각 방법마다 전원 설계자가 대전류, 다중 위상 설계 측면에서 고려해야 하는 특정 절충 사항들이 포함되어 있다. RA²로 피크 전류 모드 제어를 구현하는 MAX8809A/MAX8810A 코어 레귤레이터와 같은 제품의 특징과 기술 덕분에 설계 프로세스가 간단해지고 총 솔루션 비용이 감소된다. Maxim의 더 많은 데스크톱 PC 및 서버 애플리케이션용 전압 레귤레이터 솔루션에 대한 모든 정보는 컴퓨터: 데스크톱, 워크스테이션, 서버 개요에서 확인할 수 있다.
*특허 출원 중
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