개요: FET 쿼드 및 다이오드 링으로 이루어진 수동 이중 밸런스 믹서(passive double-balanced mixer)를 셀룰러 기지국 트랜시버의 업컨버터 또는 다운컨버터로 이용할 수 있다. 버퍼 앰프를 FET 또는 다이오드 믹서 코어와 결합함으로써, 저수준 로컬 발진기 신호를 필요로 하는 고선형성(IP3)의 저잡음 스퓨리어스 응답 업컨버터 및 다운컨버터가 현실화되었다. 버퍼 앰프 스테이지의 광대역 잡음이 수신 및 송신 신호를 손실시킨다. 이 잡음을 단일 파라미터로 특성화하고 기술할 수 있다. dBc/Hz로 수동 믹서 IC의 잡음 파라미터를 계산함으로써, 기지국 송신 및 수신 애플리케이션에서 이 IC를 이용할 때의 시스템 관련 손실을 계산할 수 있다.
개요
이상적으로는, 셀룰러 기지국 송신기가 할당된 주파수로 모든 전력을 전송해야 한다. 전력 앰프로 인한 스펙트럼 재생성을 제외하더라도, 문제는 여전히 간단하지 않다. 상향변환 송신 신호의 광대역 잔류 위상 잡음 플로어(wiseband residual phase-noise floor)가 수신기에 대해 인접성 문제를 야기하는 것이다. 이 광대역 잡음이 근접한 위상 잡음보다는 훨씬 낮은 레벨이지만 인접 수신기를 불능시킬 만큼 충분히 높은 레벨이다. 기지국 송신기에 이용되는 기존의 이산 수동 다이오드(discrete passive diode) 또는 FET 믹서 코어는 LO 포트가 50Ω으로 매칭되며, LO 포트로 LO 신호를 인가하기 전에 광대역 잡음을 필터링할 수 있다. 내부 로컬 발진기 드라이버 스테이지를 제공하는 통합 믹서 및 변조기 솔루션의 경우에는, 내부 회로에 의해 광대역 입력 잡음이 감소된다. 상향변환 신호가 로컬 발진기 버퍼 출력의 스펙트럼 스커트(skirt) 및 플로어를 취한다. LO 버퍼의 광대역 잡음이 낮도록 사양을 지정하고 설계함으로써 대역 외 송신 잡음을 낮출 수 있다. 그리하여 프런트 엔드 장비의 하이 Q 송신 필터 및 다이플렉서(diplexer) 필터의 제거 요구(rejection requirement)를 완화할 수 있다.
셀룰러 기지국 수신기가 약한 대역내 신호를 수신할 때 하이 레벨 블로킹 간섭 신호를 처리해야 한다. 이 블로킹 신호가 믹서 코어에서 로컬 발진기의 잡음과 상호 믹싱되어서 IF 출력에서 신호 대역의 잡음 플로어를 증가시킨다. 이 애플리케이션 노트에서는 기지국 믹서 IC 및 믹서의 잡음에 대해 설명하고 단일 파라미터를 이용해서 다운컨버터로 이용했을 때의 수신기의 단일 톤 감도억제와 업컨버터로 이용했을 때의 대역외 광대역 송신 잡음을 설명한다.
기지국 믹서
수동 다이오드 및 FET 링 믹서가 기지국 수신기에 주로 이용되어 왔다. 이들 장치는 높은 IP3을 달성하기 위해 17dBm 이상의 높은 외부 로컬 발진기 구동을 필요로 한다. 그림 1은 기지국 수신기에서 수동 이산 믹서(passive discrete mixer)가 어떻게 이용되는지를 보여준다. 이들 믹서는 이산 IF 앰프와 동작하여 표면 탄성파(SAW: surface acoustic wave) 필터를 구동하며, 이산 LO 버퍼 앰프로부터의 구동을 필요로 한다. 이득을 갖는 능동 IC Gilbert 믹서를 이용할 수는 있지만, 기지국의 까다로운 선형성 및 잡음 요구를 충족하지 못한다[2][3]. 하지만 최근에는 기지국의 요구를 충족할 수 있도록, 높은 선형성(IP3 = 34dBm) 및 낮은 잡음(NF = 7dB)을 갖는 많은 새로운 실리콘 믹서 IC[7]가 등장하고 있다. 이들 믹서는 로컬 발진기 드라이버가 내장되어 있어 대신호 외부 드라이버 앰프가 필요 없다. 수동 믹서 기반 IC는 길버트 셀 믹서와 달리 리시프로컬 소자이다. 그러므로 업컨버터와 다운컨버터로 동작할 수 있다. 직렬 IF 앰프를 이용해, 이들 믹서는 높은 IP3(26dBm)와 낮은 NF(10dB 미만)를 달성하며, 수신기에서의 SAW 필터 손실을 보상할 수 있는 충분한 이득을 제공한다. 그림 2는 일반적인 HDR(high-dynamic-range) 믹서 IC의 기능도이다. 이들 IC는 최저 -3dBm의 낮은 로컬 발진기 레벨로 동작할 수 있다. 이들 IC는 이산 소자보다 작은 폼팩터의 소형 풋프린트 5mm x 5mm QFN 패키지로 제공된다.
그림 1. 기지국 수신기에 주로 이용되는 다이오드 링 또는 FET 수동 믹서. 이 그림의 패키지는 Mini-Circuits® TTT 167이다(면적은 12.7mm x 9.5mm)
그림 2. RF 및 LO 발룬, LO 버퍼, FET 또는 다이오드 링 믹서, IF 대역에서 앰프 기능을 통합한 5mm x 5mm 패키지로 제공되는 HDR 실리콘 기지국 수신 믹서 IC. 크기는 더 작고 기능은 많아 이산 믹서에 필적하는 성능을 달성한다.
믹서 잡음 모델
열적 잡음이 수신 믹서에서 주로 측정되고 지정되는 요소이다. 이는 50Ω 매칭 RF 입력 포트와 -174dBm/Hz(kTo)의 잡음 전력 밀도를 이용해 믹서의 잡음 성능을 측정한 것이다. 믹서의 잡음 지수(10log10F) 사양에서 입력을 참고하는 열 잡음을 구할 수 있다.
RF 포트에 강한 RF 신호가 존재할 때 리시프로컬 믹싱이 발생한다. 이는 잡음 지수 측정 때 반영되지 않은 추가적인 잡음이다. 특정 블로커 레벨 Sbl에서 입력으로 참조되는 리시프로컬 믹싱 잡음 Nrmi를 계산할 수 있다. 믹서로 유입되는 LO 잡음 플로어 L과 대역폭 B를 알면 IF에서의 리시프로컬 믹싱 잡음을 다음과 같이 구할 수 있다.
간섭 주파수 오프셋이 원하는 신호에서 발생된 충분히 큰 오프셋이면, 위상 잡음이 평평하다고 간주한다. 이들 두 잡음 소스는 독립적이며[4] 그림 3에서와 같이 합쳐질 수 있다. 블로커가 존재할 때 입력에서 출력으로의 신호 대 잡음비 저하는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
그림 3. (a) 전력 레벨 Sbl의 RF 블로커와 LO 포트로부터의 광대역 LO 잡음의 리시프로컬 믹싱. (b) 2개의 독립적 잡음 소스 Nthi 및 Nrmi로 표현
기지국 시스템의 광대역 LO 잡음 요구
수신기는 비이상적 동작 때문에 일차적으로 수신 감도 및 허용 가능한 손실이 지정된다. 예를 들어 GSM 시스템의 경우에는, 기지국이 지정된 최대 허용가능 에러율로 -104dBm 신호를 수신할 수 있어야 한다. 간섭 톤이 존재할 때는 GSM 기지국 수신기 감도가 3dB만 저하된다. 그림 4는 그러한 간섭 톤 레벨과 반송파로부터의 오프셋을 나타낸 것이다. 대역폭 B = 200kHz, 블로커 레벨 -13dBm (Sbl), 원하는 신호 레벨 = -101dBm인 GSM 시스템이라면, 광대역 LO 잡음 L = 151dBc/Hz로 계산할 수 있다[4].
그림 4. 오프셋 주파수의 함수에 따른 GSM 시스템의 간섭 신호 레벨
기지국 송신기는 대역 내 및 대역 외 신호에 대한 스펙트럼 마스크를 충족하는 신호를 전송할 수 있다. GSM은 또한 수신 대역에 대해 -98dBm을 최대 허용 송신 에너지로 지정하고 있다[8]. 예를 들어 기지국이 160dBc/Hz의 광대역 잡음으로 43dBm(20W)을 전송하면, -117dBm/Hz(43-160)이 인접 수신기로 누설된다. 200kHz의 GSM 수신 대역(B)으로 결합되는 잡음 레벨은 -64dBm이다. 이 잡음은 최소 수신가능 신호 레벨인 -104dBm보다 4dB 높으며, 수신 대역에서 예기치 않은 간섭을 발생시킨다. 송신기와 수신기를 하나의 안테나로 연결하는 다이플렉서가 -60dBm에서 -98dBm 미만으로 송신 잡음을 충분히 차단해야 한다. 송신 믹서 IC에서 더 많은 광대역 잡음이 발생할수록 다이플렉서에는 더 많은 수신 대역 필터링이 필요하다.
기지국 믹서 IC의 광대역 잡음 특성 파라미터 L
수신기의 경우
고선형성 수동 믹서 IC의 로컬 발진기 버퍼 앰프는 변화하는 입력 신호 레벨로 믹서 코어에 일정한 하이 레벨 구동을 제공하도록 설계되었다. 이들 버퍼의 출력은 하이 레벨 신호로서 믹서 코어를 직접 구동함으로써 높은 선형성(IP3)을 달성한다. 수동 믹서 IC에 이용되는 포화 로컬 발진기 버퍼가, 필터링된 로우 레벨 입력의 광대역 신호대 잡음비를 저하시킨다. 광대역 잡음 플로어는 -174dBm/Hz로 필터링 될 수 있다. 0dBm 신호 레벨이면 광대역 신호대 잡음비가 이 IC의 LO 포트 입력에서 174dBc이다. 시스템 요구를 충족하기 위해서는, 실제적인 IC 로컬 발진기 대신호 버퍼가 이 비를 155dBc/Hz 미만으로 저하시키지 않아야 한다. 50Ω이 아닌 시스템은 이들 버퍼를 칩에 통합함으로써 LO 버퍼 출력을 액세스할 수는 없으나, 이들 버퍼 앰프의 신호대 잡음비 저하를 측정할 수는 있다. 수신 믹서의 저하는 블로킹 신호를 이용해 50Ω IF 포트의 잡음 출력을 측정해 알 수 있다. 이러한 잡음 측정을 통해 공식 4에서의 dBc/Hz 단위의 특성 파라미터 L을 도출할 수 있다[4].
그림 5는 PCS/DCS/UMTS 대역 수동 믹서 기반 다운컨버터(MAX9994)의 블로킹 레벨의 함수에 따른 RF-IF SNR 저하를 보여준다. 이는 공식 4를 dBc/Hz의 로컬 발진기 잡음 L과 대비해 표현한 것이다. 이 그래프에서는 4개 잡음 구간을 식별할 수 있다. 낮은 RF 블로커 레벨일 때 SNR 저하는 대부분 열 잡음 F에 의한 것이다. 열 잡음은 믹서에 대해 주로 참조되는 "잡음 지수"이다. 블로커 레벨이 상승함에 따라, 구간 2에서는 열 잡음과 리시프로컬 믹싱 로컬 발진기 잡음이 공히 SNR 저하에 기여한다. 구간 3은 이 특성의 직선적 부분으로, SNR 저하는 주로 로컬 발진기 잡음에 의해 결정된다. 기지국 수신 믹서가 이 구간 3의 블로커 레벨을 처리하도록 설계된다. 이 데이터 포인트를 이용한 시뮬레이션과 측정은 공식 3 및 공식 4에서 기술한 모델과 일치한다는 것을 알 수 있다. 구간 4에서는 측정 데이터와 특성 곡선의 편차가 현저하다는 것을 알 수 있다. 이 단순한 모델에 압축 효과를 반영하지 않았기 때문이다.
그림 5. MAX9994 HDR 믹서 IC의 RF 레벨 함수 잡음 특성 곡선. 다수의 곡선 구간과 지배적인 요인을 알 수 있다. 수신 믹서가 이 곡선의 직선 구간의 블로커 레벨에 따라 설계된다.
MAX9994 다운컨버터는 IF 앰프와 직렬로 수동 믹서를 이용한다. 이 다운컨버터는 공칭 이득 = 8.5dB, NF = 9.5dB, P1-dB = 13-dBm으로 설계되었으며, 220mA DC 전류를 필요로 한다. 입력 인터셉트 지점(IP3)은 26dBm에서 27dBm까지(공칭)이다. Microwave Journal 기사 [4]에서 설명한 셋업을 이용해 블로킹 조건에서의 SNR 저하를 측정할 수 있다. 블로커 레벨이 5dBm일 때의 SNRin/SNRout은 19-dB이다. 이는 블로킹 조건에서 하향변환 신호의 출력 잡음 플로어를 측정해 얻은 것이다. 이 지점이 바로 그림 5의 L = -160dBc/Hz 곡선 상이다. 버퍼 앰프 잡음이 누적 SNR 저하의 지배적인 요인이고 일차 근사화로 열 잡음을 무시할 수 있으므로, 이 구간은 LO 잡음 (L) 분석에 이상적이다. 또한 19dB의 SNR 저하에서도 LO 잡음을 확인할 수 있다. 이 잡음을 입력에 연관시키면 Ni = -174 + 19 = -155dBm/Hz이다. 블로커 레벨은 5dBm(Si)이므로 신호대 잡음비 L = -160dBc/Hz이다.
송신기의 경우
MAX2039는 MAX9994와 동일한 LO 버퍼가 내장된 수동 FET 믹서를 이용한다. MAX9994의 IF 앰프는 내부적으로 바이패스된다. 이 IC를 업컨버터나 다운컨버터로 이용할 수 있다. 두 경우 모두 변환 손실(Lc)은 7.0dB이다. IP3은 다운컨버터로는 34.5dBm이고 업컨버터로는 33.5dBm이다. 업컨버터로 이용했을 때는, 위 "수신기의 경우"에서 수신기 측정으로 계산된 LO 잡음 파라미터로 RF 포트에서의 광대역 출력 잡음 플로어를 계산할 수 있다. 이를 위해서는 다운컨버터에서 로컬 발진기 버퍼 앰프 잡음(L)과 입력 RF 블로커의 리시프로컬 믹싱이 IF 신호와 RF 송신 포트에서 종료되는 잡음(L)의 리시프로컬 믹싱과 동일해야 한다. MAX2039와 동일한 수동 믹서 및 버퍼 앰프를 이용해 MAX9994에서 L을 측정할 수 있다면, 이 L을 이용해서 MAX2039의 광대역 송신 잡음을 구할 수 있다. 그 목적은 수신 측정에서 계산된 L을 이용해 송신 잡음을 구하고, 이를 측정으로 확인하는 것이다.
특성 구간 3에 블로커가 존재할 때는 다시 말해 Prf = 5dBm이면 IF 앰프가 압축되지 않는다. MAX9994에서 수동 믹서 출력에서의 잡음 플로어는 IF 앰프의 입력 참조 잡음(2.5 - 174dBm/Hz)과 비교했을 때 더 높다(Pin - Lc + L = 5 - 7 + 160 = -158-dBm/Hz). 이 잡음은 단순히 IF 앰프로 증폭되고 MAX9994의 출력에서 종료된다. 그러므로 MAX9994의 수동 믹서 부분의 LO 잡음 측정은 IF 앰프의 방해를 받지 않는다.
수동 믹서를 수신 모드로 작동시켜 얻은 LO 잡음 L = 160dBc/Hz와 믹서의 변환 손실 Lc를 이용하면, 송신기에 대해 다음 값을 구할 수 있다. 입력 IF 신호 레벨이 10dBm이면, 출력에서의 RF 신호가 3.0dBm이고 잡음 플로어는 3 - 160 = -157dBm/Hz이다. 이 잡음 플로어가 위 셋업에서 22.0-dB의 외부 RF 이득으로 증폭되면 Nout = -135dBm/Hz이다. 이는 그림 6의 측정 셋업으로 확인할 수 있다. 그러므로 [4]의 문헌에서 설명한 블로킹 잡음 측정에서 얻은 단일 파라미터 L(dBc/Hz)을 이용하면, 송신 잡음 플로어를 계산할 수 있다.
그림 6. 업컨버터의 RF 출력 잡음을 측정하기 위한 셋업 예
맺음말
이 애플리케이션 노트에서는 LO 잡음이 기지국 수신 및 송신 믹서에 미치는 영향에 대해 살펴보았다. 특히 버퍼 앰프 스테이지로 구동되는 리시프로컬 FET 및 다이오드 코어 믹서의 로컬 발진기 SNR 측정을 이용해 다음을 구할 수 있다.
블로킹 조건에서 하향변환 수신기의 SNR 저하(감도 저하)
업컨버터로 이용할 때 RF 출력에서의 잡음 플로어
기지국 수동 믹서 기반 IC의 단일 LO 잡음 파라미터 L (dBc/Hz)을 이용해서 송신 및 수신 애플리케이션에서의 시스템 손실을 계산할 수 있다.
참고 문헌
Frequency Mixers Level 17. (Available at www.minicircuits.com)
H .Wohlmuth and W.Simburger,"A High IP3 RF Receiver Chip Set for Mobile Radio Base Stations Up to 2 GHz," IEEE JSSC, July 2001.
U. Karthaus, "High Dynamic Range SiGe Downconverter with Power Efficient 50O IF Output Buffer," 2004 RFIC Symposium Digest, pp 551-554.
K.Krishnamurthi and S.Jurgiel, "Specification and Measurement of Local Oscillator Noise in Base Station Mixer ICs," Microwave Journal, April 2003, pp 96-104.
E.Ngompe, "Computing the LO Noise Requirements in a GSM receiver," Applied Microwave and Wireless, pp.54-58, July 1999.
Draft GSM 05.05 V8.1.0, European Telecommunications Standard Institute, pg 29, Nov 1999.
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