개요: 짧은 개발 주기와 제한된 PCB 공간 및 비용에 대한 압력으로 인해 휴대전화 회로의 집적도가 계속해서 높아질 것이 요구된다. 기본적(낮은 수준)인 전화 기능은 단일 칩 솔루션으로 통합하는 것이 지금의 일반적인 경향이다. 한편 모델 차별화가 중요한 고급형 및 중급형 제품 시장에서는 고성능 다기능 주변장치 부품이 갈수록 중요해지고 있다. 이러한 시장 요구와 계속 진화하는 기능의 조합을 생각해 볼 때, GSM/GPRS 휴대전화용으로 최적화된, 통합 아날로그 및 디지털 오디오 솔루션이 향후의 설계에 있어 확실한 코어를 제공해 줄 것이다. 이 최적화 솔루션에는 또한 음성 대역 오디오 기능(마이크로폰, 리시버 스피커 증폭기, ADC, DAC)과 유연한 멀티미디어 기능(고분해능 ADC 및 DAC, 음성 녹음, 스테레오 마이크로폰, 헤드폰, 8 스피커 증폭기)이 포함되어야 한다. 이러한 기능의 통합을 통해, 휴대전화 기능과 애플리케이션 기반 오디오 기능을 매끄럽게 통합할 수 있다.
개요
휴대전화의 복잡성과 높은 회로 밀도 때문에 고객의 요구를 충족하는 고품질 오디오 녹음/재생 경로를 구축하려는 시스템 설계자의 작업이 까다로워지고 있다. 스틸 카메라, 벨소리 생성기, MP3 재생, 음성 메모 등의 멀티미디어 기능을 추가한 최신 모델은 지속적인 변경을 필요로 한다. 이를 위해서는 새로운 부품을 추가해야 할 뿐만 아니라, PCB 레이아웃을 변경해야 하므로 비이상적인 접지나 새로운 잡음 문제를 발생시킬 수 있다.
휴대전화 아날로그 오디오 신호 경로의 잡음 및 간섭 문제는 RF가 오디오 대역으로 복조되는 것이나, 접지를 공유하거나 또는 접지가 부실한 것이 원인일 수 있다.
휴대전화 안테나로부터 높은 RF 에너지를 받게 되면 전화기 내의 비교적 낮은 대역폭의 오디오 회로는 복잡한 RF 전송 신호를 예기치 않게 복조할 수 있다. 이것은 오디오 경로의 잡음 플로어를 악화시킨다. 오디오 증폭기 회로 내에서 이러한 저하를 최소화하기 위해 특정 기법이나 토폴로지를 이용할 수 있는데, 입력 핀에 가깝게 억제 소자를 배치하는 것이 비용면에서 효과적인 방법이다. 설계자가 무선 반송파 주파수에 상응하는 최소의 커패시터 임피던스를 선택하기 때문에, GND에 대해서는 낮은 값 커패시터가 주로 이용된다.
공유/비이상적 접지를 최소화하는 효과적인 오디오 솔루션을 위해서는, 모든 필요한 아날로그 오디오 I/O 기능을 단일 IC로 통합해야 한다. 이 설계는 대부분의 접지 문제를 PCB 레이아웃 엔지니어에서 IC 제조업체로 이동시킨다. 또한 이 IC는 필요한 아날로그 오디오 I/O 기능을 포함하여, 음성 대역 및 멀티미디어(애플리케이션 프로세서 등) 기능을 지원하기에 충분한 디지털 오디오 인터페이싱을 제공해야 한다. 이 IC가 또한 배터리 수명을 극대화하도록 다수의 블록에 대해 부분 셧다운 제어를 제공해야 한다.
다음에서는 단일 칩 구현에서 발생하는 아날로그/디지털 오디오 문제에 대해 살펴본다. MAX9851을 예로 들어서 GSM/GPRS 휴대전화 설계를 간소화하는 기법 및 기능에 대해 설명한다.
마이크로폰 잡음을 최소화하는 아날로그 오디오
마이크로폰 증폭기 같은 고이득 오디오 회로는 열악한 접지 때문에 성능 저하가 발생할 수 있다. 특히 SE(single-ended) 회로 토폴로지의 경우에는 마이크로폰 증폭기 접지 기준과 소스 접지 기준(이 경우에는 마이크로폰 캡슐의 GND 핀) 사이의 낮은 전압 차가 신호 경로로 증폭된다. 휴대전화 같은 복잡한 제품에서는 흔히 오디오 접지 플레인을 다른 회로와 공유하는데, 흔히 가정하듯이 구리 플레인이 "0 ohm"이 아니므로 성능 저하가 문제가 될 수 있다. 따라서 이 유한 저항을 통해 흐르는 전류가 이 플레인에서 낮은 전위 차를 발생시킬 수 있다.
접지 문제는 완전 차동 입력을 갖는 마이크로폰 증폭기를 이용해 해결할 수 있다. 이 기법은 마이크로폰 GND 핀을 원격 센싱할 수 있으며 MAX9851에 통합되어 있다. 원격 센싱은 CODEC 레퍼런스와 마이크로폰 GND 사이의 AC 전압 차가 마이크로폰 증폭기에 공통 모드 신호로 나타나도록 한다. 그런 다음, 증폭기의 CMRR(common-mode rejection ratio)을 이용해 이 차를 낮추어, 신호 경로에서 발생하는 유효 잡음을 대폭적으로 감소시킨다. 이 설계의 단점은 CODEC에서 마이크로폰으로 추가적인 PCB 트레이스와 커플링 커패시터가 추가로 필요하다는 것이다.
또한 MAX9851은 스테레오 외부 마이크로폰 입력을 연결해서 내부 마이크로폰을 오버라이드하도록 할 수 있다. 이들 입력은 일반적으로 차량 키트나 기타 외부 헤드셋으로부터 생성된다. 이 경우에는 증폭기 입력의 CMRR을 이용해서 EXTMICGND 핀이 L 및 R 채널을 위한 켈빈 센서로 동작함으로써, 위에서 설명한 방법으로 접지 차동 잡음을 제거한다. 최상의 결과를 달성하기 위해서는 EXTMICGND PCB 트레이스를 차량 키트 잭의 GND 커넥터나 헤드셋 커넥터로 확장해야 한다 (그림 1).
그림 1. 차동 입력 증폭기를 이용하면 소켓 "GND" 레퍼런스의 원격 센싱이 가능하다. 로컬 및 소켓 접지 사이의 AC 전압은 대부분 제거되어 마이크로폰 증폭기 이득으로 증폭되지 않는다.
마이크로폰 바이어스 회로는 신호 경로에서 상당한 잡음을 발생시킬 수 있다. 상당한 비율의 바이어스 출력 전압 잡음이 곧바로 마이크로폰 증폭기 입력에 나타난다. MAX9851에서처럼 정교하게 설계된 마이크로폰 증폭기는 출력 잡음 레벨을 내부 마이크로폰 증폭기 입력 잡음과 매칭해서 안정화된 저잡음 바이어스 전압을 제공한다.
아날로그 오디오-스테레오 DirectDrive™ 헤드폰 및 리시버 출력
CD 품질에 근접하게 압축 음악 파일을 재생하기 위해서는 헤드폰 오디오 재생에 대한 요구가 높아진다. 기본적인 300Hz ~ 4kHz 음성 경로 요구에 대해 신호대 잡음비(SNR), 선형성, 대역폭을 향상시켜야 한다. 헤드폰 드라이버는 헤드폰 증폭기의 DC 바이어스가 헤드폰 트랜스듀서에 나타나지 않도록 일반적으로 직렬 커패시터를 필요로 하기 때문에, 저주파 연장이 문제가 될 수 있다. 일반 스테레오 헤드폰의 일반적인 임피던스 범위를 16까지 연장할 수 있어, 직렬 커패시터는 저주파 컨텐츠에 대해 고역통과 필터를 형성한다. 예를 들어 청취 반응 범위를 100Hz까지로 연장할 때는, 16 스테레오 헤드폰 동작을 보장하기 위해 2개 100µF DC 블로킹 커패시터가 필요하다.
Maxim의 DirectDrive 기법을 이용하면 증폭기 출력이 0V로 레퍼런스되어 직렬 커패시터를 이용하지 않고도 헤드폰 동작이 가능하다. 그런 다음에 저주파 컨텐츠가 MAX9851에서 설계된 것처럼, DC 제거 필터(디지털 소스)나 라인 또는 마이크로폰 입력(아날로그 소스)의 입력 커플링 커패시터에 의해 제한된다. DirectDrive 설계의 또 다른 이점은 소자를 셧다운 모드로 하거나 해제될 때 클릭/팝 레벨이 낮다는 것이다. 직렬 커패시터를 충전하거나 방전할 필요가 없으므로 헤드폰으로 완전 턴 온 및 턴 오프 전류가 흐르지 않는다.
MAX9851의 스테레오 헤드폰 출력은 브리지 모노 동작도 가능하다 (그림 2). 이는 각기 다른 헤드셋 및 부속품을 호환할 수 있게 해준다. 그러므로 동일 소켓이 스테레오 헤드폰이나 모노(마이크+훅 스위치 및 스피커) 헤드셋을 수용할 수 있다. 이 모드일 때는 출력이 계속 접지 기준 전압 상태를 유지하므로 DC 전압이 헤드셋 케이블로 나타나지 않는다. 그러므로 결함 또는 단락회로 조건이 덜 문제가 된다.
그림 2. DirectDrive 헤드폰 출력은 브리지 모노 및 스테레오 동작이 가능하다. Maxim 고유의 GND 레퍼런스 출력은 직렬 커플링 커패시터를 필요로 하지 않으므로 비용과 PCB 공간을 절약한다.
DirectDrive 설계에서는 또한 리시버 스피커 출력이 온보드 차지 펌프를 이용하므로 출력이 SE이고 네거티브 스피커 커넥션이 GND(0V)이다.
그러면서도 이 출력은 보다 일반적인 BTL (차동) 출력과 전압 스윙이 거의 동일하다. 반전 차지 펌프가 인가된 AVDD와 거의 동일하게 네거티브 레일을 제공하기 때문이다. 결과적으로 리시버 스피커 양단 간 출력은 거의 2 x AVDD가 된다.
아날로그 오디오-클래스 D 스피커 증폭기
MAX9851은 Maxim의 3세대 클래스 D 기술을 이용해 8 (또는 4) 스피커를 구동한다. 클래스 AB (선형) 증폭기에 대한 클래스 D (스위칭) 증폭기의 가장 큰 이점은 효율이다. 클래스 AB 증폭기는 증폭기를 클리핑으로 구동하지 않으면 출력 소자에서 상당한 전력을 소비한다. 그러나 클래스 D 토폴로지는 출력 소자를 온 또는 오프로 전환함으로써 열 발생이 적고 배터리 시간을 연장한다. 휴대전화를 자주 스피커폰 모드로 이용한다거나 push-to-talk(PTT) 동작을 지원한다면 배터리 시간을 대폭적으로 연장할 수 있다.
하지만 특히 휴대전화 같이 코어 기능이 RF 전송/수신인 제품에서 클래스 D 토폴로지는 단점을 포함한다. 효율적인 클래스 D 증폭기 동작과 관련된 고속 스위칭 에지가 특히 긴 PCB 트레이스 및 스피커 리드(lead)와 관련해 RF 방사 문제를 야기할 수 있다. RF 방사 문제를 해결하기 위해 MAX9851 스테레오 클래스 D 스피커 증폭기는 고유의 EMI 제거 토폴로지(능동 방사 제한)를 이용해서 효율을 다소 희생하는 대신에 스피커 리드/트레이스로부터의 고주파 RF 방사를 억제한다. 또한 첨단 IC 구현 기법을 이용해서 클래스 D 스위칭 출력 단과 CODEC의 민감한 저잡음 아날로그 회로 사이의 상호작용을 최소화할 수 있다.
비안정화 단일 셀 Li+ 배터리를 이용할 수 있을 때 이 스테레오 증폭기가 4.2V 전원을 이용해 8 스피커로 1W 출력을 제공할 수 있다 (그림 3). 이보다 낮은 임피던스 스피커를 이용하면 더 많은 전력을 이용할 수 있으나 일반적으로 휴대전화 설계에 흔히 이용되는 소형 직경 드라이버에는 4 스피커가 이용되지 않는다.
그림 3. MAX9851 스테레오 클래스 D 스피커 증폭기가 배터리 전원을 바로 이용해서 4.2V 전원으로 연속적으로 1W를 제공할 수 있다(10% THD+N, 1kHz 신호).
디지털 오디오-범용 아키텍처, 신호 플로우
통화를 위해서는 8kHz (또는 16kHz) 샘플링 ADC/DAC 경로가 양방향으로 16비트 깊이로 GSM/GPRS 휴대전화의 기본적 기능들을 지원해야 한다. MAX9851은 이 I/O 기능이 13MHz (또는 fS = 16kHz이면 26MHz) MCLK 입력과 완전하게 동기화되므로 샘플이 드롭되거나 겹치지 않는다. GSM 음성 모드의 S1 디지털 I/O 라인(그림 4)은 기본적 기능을 액세스하는 데에 이용된다. S1 디지털 인터페이스는 MASTER나 SLAVE 모드로 동작할 수 있다.
큰 이미지 보기
그림 4. 범용 GSM 음성 모드 프로토콜이 S1 출력에서 기본적인 GSM 음성 변환 기능을 지원한다. 이 동작이 MASTER나 SLAVE가 될 수 있다. SLAVE 모드이면 호스트가 BCLK와 LRCLK를 제공해야 한다.
많은 중고급형 휴대전화는 흔히 높은 비트 깊이와 샘플 속도로 추가적인 DAC 기능을 제공해야 한다. 이러한 기능의 예로 WMA/MP3 재생이나 WAV 파일 벨소리 생성을 들 수 있다. 이 기능들을 위한 디지털-아날로그 변환과 기존의 음성 컨버터를 결합함으로써, 집적도를 높이고 모든 데이터 변환을 위한 단일 '지점 소스'를 제공할 수 있다. 이 두 기능들은 이 두 기능을 아날로그 영역으로 통합하려고 할 때 접지 루프와 오디오 레벨 차가 문제가 될 수 있는 제품 설계에서 유용하다.
그러므로 단일 컨버터로 음성 및 멀티미디어 데이터를 통합하는 것이 이상적인 솔루션으로 보일 것이다. 그러나 이 방법의 가장 큰 어려움은 음성 변환이 계속해서 MCLK 입력이 지정하는 GSM/GPRS 속도로 동기화되어야 한다는 것이다. 게다가 멀티미디어 재생을 위해, 예를 들면 44.1kHz나 48kHz의 비상관 샘플 속도를 필요로 할 수 있다. MAX9851은 디지털 입력 데이터에 SRC(sample-rate conversion)와 유사한 알고리즘을 이용해서 단일 DAC가 통합적인 음성 및 멀티미디어 데이터를 동기적으로 전송할 수 있도록 함으로써 그러한 문제를 해결한다.
SLAVE 모드에서는 (MCLK가 지정한 대로) GSM 음성 데이터의 수신 샘플 속도가 반드시 샘플 속도 정확도이다. 그러나 내부 디지털 PLL은 S2 디지털 입력에서 수신 LRCLK로 동기화하여 비동기 멀티미디어 오디오 데이터를 (많은 샘플에 걸쳐 평균을 취함으로써) 정확한 값이 반복적으로 얻어질 수 있도록 한다. MASTER
모드에서는 역시 음성 대역은 MCLK의 원하는 정수 부분으로 정확하게 동기화되나, S2 LRCLK 데이터 속도는 근소한 fS 오차로 근사화된다. 이 오차는 일반적으로 미미하다. S1 또는 S2 입력에서 8kHz ~ 48kHz의 샘플 속도가 지원된다.
MAX9851의 S2 디지털 I/O는 I²S 및 널리 쓰이는 I²S의 변형 인터페이스를 포함한다. GSM 음성 모드로 동작하지 않을 때는, S1 인터페이스가 I²S를 지원하도록 프로그래밍되어 다기능 고급형 휴대전화에 요구되는 인터페이스 유연성을 극대화할 수 있다.
디지털 오디오-GSM 필터
그림 5에서 보듯이 GSM 음성 모드일 때는 S1 디지털 I/O가 추가적인 필터를 작동시킬 수 있다. 이 디지털 블록이 엄격하게 규정된 저역통과 및 고역통과 필터를 효율적으로 구현한다. 이 블록이 나이키스트 대역 에지에 근접하거나 낮은 주파수의 에너지를 억제한다. 휴대전화를 테스트하거나 검증할 때, 이 필터들은 잡음 및 신호 누설 엔벌로프를 충족하는 데 유용하다. 그림 6은 작동시킨 필터의 주파수 응답이다.
그림 5. MAX9851은 2개의 독립적인 디지털 오디오 인터페이스 I/O 셋(S1 및 S2)을 포함한다. DAC 재생시, 각각의 인터페이스는 MASTER 또는 SLAVE 드에서 다른 샘플 속도와 서로 비정수 관계를 갖는 샘플 속도로 동작될 수 있다.
그림 6. GSM 재생 경로의 주파수 응답은 GSM 필터를 작동시킨 것이다. fS = 8kHz일 때 나이키스트 주파수(4kHz) 바로 전에 급격한 롤오프가 발생하는 것을 볼 수 있다. 고역통과 필터(HPF)를 선택적으로 정지시킬 수 있다.
요약
지금까지 다룬 문제는 휴대전화 시스템 설계자가 해결해야 할 문제의 일부에 불과하다. 휴대전화 애플리케이션은 개발 사이클이 갈수록 짧아지고 있고 기능 셋은 거의 매 모델마다 변화하고 발전한다. 그러므로 잘 구축된 유연하고 완벽한 코어 칩셋 아키텍처에 시간을 투자하는 것이 유용하다.
각기 다른 샘플 속도의 다양한 재생/녹음 시스템에 인터페이스하는 저잡음 아날로그 회로를 제어하는 것은 전체적인 설계 작업의 일부일 뿐이다. 한 솔루션 안에 다음과 같은 기능을 집적하는 것 또한 중요하다.
- 아날로그 기능 및 높은 성능
- 단일 지점, 디지털/아날로그 오디오 인터페이스
- 디지털 인터페이싱 유연성
- 포괄적인 전력 관리 및 부분 셧다운
위와 같은 기능들이 많은 시스템 설계, 아키텍처, 토폴로지 문제를 해결한다. MAX9851은 48핀 7mm x 7mm 단일 칩 솔루션으로 이들 문제를 해결할 뿐만 아니라, 중급 또는 고급형 GSM/GPRS 휴대전화 오디오 설계를 위한 토대를 제공한다.
의견을 보내주세요!
위 내용이 도움이 되셨나요?
여러분의 의견을 기다립니다 — Maxim은 보내주신 정정이나 제안사항을 반영하고 있습니다.
이 페이지를 평가하고 의견을 보내주십시오.
자동 업데이트
관심있는 분야의 애플리케이션 노트가 나올 때 자동으로 업데이트 받고 싶으세요? 그렇다면 EE-Mail™을 신청하십시오.
| 추가 정보 | |
APP 3573: Jul 12, 2006
|
|
|
|
 다운로드, PDF 형식 (65kB)
AN3573,
AN 3573,
APP3573,
Appnote3573,
Appnote 3573
|
|
