개요: 디지털 전자 시스템은 여러가지 면에서 우리의 생활을 풍요롭게 하지만, 디지털 클록 신호는 케이블을 통한 유도 잡음과 EMI 방사의 원인이 되기도 한다. 잡음 가능성은 사실상 중대한 문제이므로, 오늘날의 모든 전자 제품은 공인된 EMI 표준에 부합하는지를 확인하기 위해 테스트를 거치게 된다. 하지만 이것이 단지 EMI 준수에 대한 것만을 얘기하는 것은 아니다. 확산 스펙트럼(SS: spread-spectrum) 발진기는 자동차에 사용하기에 점점 더 매력적인 대안으로 채택되고 있으며, 그 혜택이 단지 기기를 통해 보여지는 것 뿐 아니라, 자동차용 전자 서브시스템의 완벽한 성능을 통해 운전자와 승객이 직접 그 혜택을 확인할 수 있다.
SS 접근의 장점은 EMI 준수를 위한 특정 FCC 및 규제 요건을 충족하는 데서 오는 효력에 그치지 않는다. EMI 준수의 혜택은 주로 측정 기법의 대역 통과 규격에 의존한다. SS 기법은 피크 에너지에 대한 집중을 최소화해주고, 이러한 잡음 플로어의 에너지 분포로써 필터링과 차폐의 필요성을 감소시키며, 그 외 여러 다른 장점을 제공해 준다.
오늘날 자동차에 점점 더 많은 고성능 멀티미디어, 오디오, 비디오 및 무선 시스템이 장착됨에 따라 설계자는 이러한 서브시스템이 민감하게 반응하는 주파수에 존재하는 모든 원치 않는 RF 에너지에 특별한 주의를 기울이지 않을 수 없다. 고품질 무선 통신 및 무선 데이터 시스템의 경우 RF 에너지 최대치의 제거에 따라 시스템의 사용 가능성 여부가 결정된다.
수년간 무선 통신은 주파수 파킹이라고 알려진 방법으로 전원 장치 스위칭 잡음 간섭을 피해왔다. 이러한 무선 통신은 실제로는 전원 장치와 통신을 하기 때문에, 필요한 경우 전원 장치에 스위칭 주파수를 변경하도록 함으로써 에너지 최대치를 튜너의 입력 밴드 밖으로 이동시킬 수 있었다. 그러나 현대 자동차에는 간섭 요소가 증가함에 따라 모든 시스템을 함께 잘 동작시키는 방법을 예상하기가 힘들어졌다. 이러한 상황은 안테나 다이버시티(antenna diversity) 시스템의 사용과 새로운 서브시스템의 배치에 대한 제약으로 인해 더 복잡해지고 있다.
SS 발진기의 또 다른 장점은 디지털 오디오 및 공장에서 설치되는 핸즈프리 인터페이스에서 찾을 수 있다. 이러한 시스템은 일반적으로 코덱(codec)을 사용하여 휴대 전화 또는 다른 텔레매틱 인터페이스에 디지털 인터페이스를 제공함으로써 음질을 향상시킨다. 디더링된(확산 스펙트럼) 발진기를 코덱에 대한 클록 소스로 사용할 경우 무음 간격 때 귀에 거슬리는 아이들 톤의 생성을 제거하는 것이다. 이 기법은 또한 스위치드 커패시터 코덱을 내장한 멀티미디어 애플리케이션에 흔히 사용된다. SS 발진기는 아이들 톤을 제거하는 것 외에도, 에너지 최대치를 잡음 플로어 안에 집중시킴으로써, 일례로 주파수 호핑 무선 네트워크에 의해 사용되는 채널에 도달할 가능성을 줄여준다.
실제로 차세대 자동차의 모든 서브시스템은 SS 클록킹 기법을 통한 효율적 성능과 EMI 준수의 혜택을 누리게 될 것이다. 이를 위해, Maxim/Dallas를 비롯한 업체들이 신뢰할 수 있는 시동 능력으로 진동에도 영향을 받지 않는 완전 실리콘(all-silicon) 발진기를 제공하고 있다. 이 발진기는 세라믹 공진기에 비해 가격 경쟁력이 우수하고, 수 KHz ~ 60MHz의 넓은 범위를 포괄한다.
일반적인 고려사항
EMI 제어는 전자공학 설계자에게 여전히 어려운 과제이다. EMI 발생 원인을 살펴보면 가장 큰 주범이 디지털 시스템 클록이라는 사실이 드러난다. 이는 다음과 같은 몇 가지 이유 때문이다. 클록은 종종 시스템에서 최고 주파수를 가지며, 이 주파수는 언제나 주기적 구형파이고, 클록 트레이스는 흔히 시스템에서 가장 긴 트레이스다. 이러한 신호의 주파수 스펙트럼은 기본 톤(fundamental tone)과 주파수가 증가함에 따라 진폭이 감소하는 더 낮은 진폭의 고조파 톤(harmonic tone)으로 구성된다.
시스템의 다른 신호들(데이터 및 어드레스 버스 상의 신호)은 클록과 동일한 주파수에서 업데이트되지만, 불규칙적 간격으로 발생하므로 대개는 연관성이 없다. 그 결과, 광대역 잡음 스펙트럼은 클록의 진폭보다 훨씬 더 낮은 진폭을 갖는다. 이러한 스펙트럼의 전체 에너지는 클록 에너지보다 훨씬 크지만, EMI 테스트에는 거의 영향을 미치지 않는다. EMI 테스트는 방사된 전체 에너지가 아닌 최고 스펙트럼 진폭을 검사하기 때문이다.
EMI는 필터링, 차폐 및 우수한 PCB 레이아웃을 통해 제어할 수 있다. 그러나 필터링과 차폐는 비용이 추가되고, 정밀한 레이아웃은 시간이 소요된다. 다른 접근방법으로는 잡음 소스 자체를 공략하는 방법으로 흔히 클록 발진기가 사용되는데, 클록 주파수를 시간에 따라 다양하게 만듦으로써 기본 톤과 오버 톤의 진폭을 쉽게 낮출 수 있다. 클록 신호 에너지는 일정하게 유지되므로, 오버 톤을 확장시키는 주파수를 바꾸어 주면 진폭이 낮아진다.
이러한 클록을 발생시키는 간단한 방법은 삼각파를 사용하여 전압 제어 발진기(VCO)를 변조하는 것이다. 그러면 삼각파 진폭이 증가함에 따라 스펙트럼은 더 확장된다. 이 삼각파를 얼마나 빨리 반복해야 할까? 느린 스위프(sweep)(가청 범위에서)는 전원을 통해 아날로그 서브시스템과 결합할 수 있는 반면에 너무 빠른 스위프는 디지털 회로에 혼란을 줄 수 있다.
그림 1은 위에서 설명한 방법을 기반으로 하는 클록 발진기의 블록 다이어그램이다. 여기에서 삼각파는 VCO 출력의 스펙트럼 확장을 제어한다. (VCO의 중심 주파수는 DAC 및 프로그래밍이 가능한 8비트 분주기에 의해 제어되므로, 260kHz ~ 133MHz 사이의 어느 주파수로도 설정할 수 있다.) 그림 1의 IC는 2선식 인터페이스에 의해 제어되며, 설정은 내장된 EEPROM에 저장된다. 이와 같은 소자는 원하는 주파수로 사전 프로그래밍되었을 경우 독립형 모드로 동작할 수 있으며 해당 주파수는 즉시 업데이트할 수 있으므로 저전력 애플리케이션에 유리하다.
그림 1. 프로그래밍 가능한 클록 발생기 DS1086의 코어는 삼각파에 의해 제어되는 VCO이다. 주파수는 2선식 인터페이스를 통해 사전에 프로그래밍되어 내장된 EEPROM에 저장된다.
그림 2는 일반 크리스털 발진기의 스펙트럼과 확산 스펙트럼 클록 발진기의 스펙트럼을 비교한 것이다. 삼각파 진폭을 스펙트럼이 4% 확장하도록 설정할 경우, 최대 진폭은 크리스털 클록 발진기의 최대 진폭에서 약 25dB 낮아진다.
그림 2. 크리스털 발진기 진폭과 4% 확산을 갖는 DS1086의 진폭 간의 차는 약 25dB이다.
마이크로프로세서에서 확산 스펙트럼 발진기를 클록 소스로 사용할 경우, 마이크로프로세서가 듀티 사이클, 상승 및 하강 시간, 소스의 주파수 변동과 관련된 기타 파라미터에서 허용오차를 처리할 수 있는지를 확인해야 한다. 발진기가 기준(실시간 클록 및 실시간 측정 등)으로 사용되는 애플리케이션의 경우, 주파수를 변화시키면 상당한 양의 비트 오류가 발생할 수 있다.
휴대용 가전 제품은 휴대전화와 같이 무선 기능을 내장할 수 있으며, 이러한 제품에 사용되는 스위칭 전원 장치에 확산 스펙트럼 기법을 적용할 수 있다. 무선 회로(특히 VCO)는 전원 장치의 잡음에 민감하다. 스위칭 전원 장치는 배터리 수명을 최대화하는데 필요하지만, 아쉽게도 클록 발진기와 유사한 잡음 스펙트럼을 갖는다. 이러한 잡음이 무선 회로에 직접적으로 결합되면 성능에 제한을 가져올 수 있다.
외부 동기 핀이 있는 스텝 업 컨버터(MAX1703 등)는 확산 스펙트럼 클록을 이용해 주파수를 제어할 수 있다. 프리 런 스텝 업 컨버터의 잡음 스펙트럼(그림 3)과 확산 스펙트럼 클록에 동기화된 잡음 스펙트럼(그림 4)을 비교해 보면 그 차이를 알 수 있다. 프리 런 스텝 업 컨버터의 오버 톤은 10MHz까지 지속적으로 나타나는 반면, 확산 스펙트럼 확장(그림 4)은 잡음 플로어 안으로 톤을 집중시킨다. 그림 4의 잡음 플로어가 상승한 이유는 전체 에너지가 일정하기 때문이라는 사실을 유념한다.
그림 3. 스텝 업 컨버터 MAX1703의 스펙트럼은 300kHz의 프리 런 스위치 주파수에서 기본 톤을 보여준다. 오버 톤은 최대 10MHz까지 지속적으로 나타난다.
그림 4. 스텝 업 컨버터 MAX1703을 확산 스펙트럼 발진기에 동기화하면 최대치가 제거되고 잡음 플로어는 상승한다.
디더링된 클록 소스를 구현하려면 다음 몇 가지 질문에 대해 대답할 수 있어야 한다. 협대역 스펙트럼 에너지를 감소시키려면 어떠한 종류의 디더링 유형을 사용해야 하는가? 최대 클록 주파수 편이는 협대역 스펙트럼 에너지와 어떤 관련이 있을까? 디더링 레이트는 협대역 스펙트럼 에너지에 어떠한 영향을 미치는가? 디더링 레이트의 사용에 어떤 제한이 따르는가? 다음 섹션에서는 이러한 질문을 다룬다.
디더링 유형
클록 신호를 사용 가능한 상태로 유지하기 위해 디더링 진폭은 일반적으로 작다 (10% 미만). 따라서 디더링은 협대역 FM 변조와 유사하다. 협대역 FM 변조 이론은 디더링 유형과 그에 따른 스펙트럼의 단순한 관계를 보여준다.
이론상 클록 주파수의 “확률 밀도 함수”는 디더링된 클록 출력의 스펙트럼과 동일한 유형을 갖는다. (확률 밀도 함수는 주파수 함수로서 어느 한 주파수 상에서 시스템이 상주하는 시간을 백분율로 나타낸 것이다.) 디더링 유형으로 주로 사용되는 톱니파는 한 번의 디더링 사이클에서 각 주파수를 정확히 두 번 방문한다. 각 주파수는 동일한 시간의 비율로 나타나므로, 주파수 대비 확률 밀도 함수는 일정하며, 균등한 분포를 생성한다 (그림 1 참조).
이러한 디더링 유형의 스펙트럼은 동일하다. 즉, 좁고 균등한 스펙트럼 에너지 대역이 디더링에 의해 생성된 최소 및 최대 주파수 사이에 나타난다. 이 유형은 어느 주파수에서나 협대역 스펙트럼 에너지가 가장 낮기 때문에 디더링 허용 양(Fmax - Fmin)에 있어서는 최적이다.
또한 이 스펙트럼은 많이 사용되는 또 다른 디더링 유형인 슈도 랜덤 주파수(pseudo-random-frequency) 디더링에 의해서도 생성된다. 스펙트럼은 언제나 규칙적 사이클로 반복되는 주파수의 긴 시퀀스로 생성되지만, 사이클 당 단 한 번 하나의 주파수만 포함한다. 주파수는 슈도 랜덤 발생 순서를 가지며, 시프트 레지스터에 의해 쉽게 생성된다. 각 주파수는 사이클 당 단 한 번만 발생하기 때문에, 주파수의 확률 밀도 함수도 위에서 보았던 삼각형 분포와 마찬가지로 균일하다. 아래에서 보게 되겠지만, 이 방법은 다른 영역에서는 상당히 다르게 나타난다.
스펙트럼 감쇄
디더링 구조의 측정은 단일 톤 클록의 스펙트럼 에너지와 관련하여 협대역 스펙트럼 에너지가 얼마나 많이 감소되었는가를 나타낸다. 이 섹션에서는 균등한 디더링 분포를 최적으로 형성하기 위한 관계를 살펴본다.
다음 두 가지 사항은 스펙트럼 에너지를 이해하는 데 도움이 된다. 첫째, 단일 톤에서 디더링된 클록으로 변화할 때 클록 에너지는 보존된다. 광대역 에너지는 동일하지만, 디더링 이후 더 넓은 주파수 대역으로 확산된다. 둘째, 주기적으로 디더링되는 클록의 스펙트럼은 디더링 주파수(Fd)와 동일한 간격의 개별 스펙트럼 톤으로 구성된다. 이제 우리는 전체 디더링된 톤 대역의 전력에 대한 단일 톤 전력의 방정식을 구할 수 있다.
VRMS (dB) = 20log[sqrt({(F0 * a)/Fd}*Vu²)]
= 10log[{(F0 *a)/Fd }]+ 20log[Vu ],
여기에서, F0은 디더링되지 않은 클록 주파수, a는 디더링되지 않은 주파수에 대한 백분율로 나타낸 디더링이고, Vu는 디더링된 밴드에 존재하는 각 스펙트럼 톤의 균등한 RMS 전압이다. 협대역 스펙트럼 에너지의 감소는 좌항(VRMS)에 대한 Vu의 비이다.
스팩트럼 감쇄 = 10log[{(F0 *a)/Fd}].
위의 방정식은 허용된 디더링 대역폭 a*F0에서 더 많은 스펙트럼 톤을 생성할수록(즉, 디더 주파수가 더 낮을수록) 스펙트럼 내에 조금씩 증가하는 대역폭에서 에너지는 더 낮아진다는 것을 보여준다. 설명이 다소 직관적이나 이는 방정식에 들어맞는다. 이와 같은 설명에 대한 한 예로, DS1086 프로그래밍 가능한 클록 발생기에 대한 디더링 구조를 살펴보기로 한다. 여기에서 a = 0.04, F0 = 100MHz, Fd = F0/2048이다. 따라서 DS1086 스펙트럼 감쇄는 19.1dB이다.
주의할 점은 디더링 백분율(a)을 증가시키면 협대역 스펙트럼 에너지에서 디더링 레이트 주파수를 낮추는 것과 동일한 효과를 낸다는 점이다. 또한 삼각형 형태 디더 및 슈도 랜덤 디더 유형은 동일한 분포를 가지므로, 이 방정식은 이러한 디더링 유형에 모두 적용할 수 있다. 이제 다음 질문으로 두 가지 감소 파라미터를 어디까지 적용할 수 있는가와 그것이 각각 의미하는 것이 무엇인가에 대해 살펴보기로 한다.
디더링 제한
스펙트럼 감쇄에 대한 한계는 현실을 참작하여 설정된다. 첫째, 디더링으로 인해 불안정성을 띄는 주파수는 시스템의 타이밍을 변화시킨다. 따라서 시스템은 값 "a"라는 일정한 한계를 갖는다.
디더링된 클록을 발생시키는 회로도 디더 레이트(dither rate)를 제한한다. 위상 동기 루프 또는 기타 제어 루프를 사용하는 시스템(DS1086 제품군 등)의 경우, 제어 루프의 대역폭이 디더 주파수를 제한한다. 디더링 제어 전압은 루프의 대역폭에 의해 제한된다. 그렇지 않을 경우, 디더 제어의 분포 함수는 가우스 형태에 더욱 가깝게 왜곡된다. 이러한 가우스 형태는 디더링되지 않은 클록 주파수 근처에서, 보다 균등한 분포에 대해 제공되는 스펙트럼 에너지보다 더 큰 스펙트럼 에너지를 갖는 스펙트럼을 생성한다.
삼각형 형태의 디더는 디더 레이트에서 주요 주파수 성분을 갖지만, 슈도 랜덤 형태는 디더 형태 레이트보다 더 큰 대역폭을 필요로 한다. 주파수는 슈도 랜덤 형태에서는 최소값에서 최대값으로 뛸 수 있지만, 삼각형 형태에서는 주파수가 조금씩 연속적으로 증가할 뿐이다. 루프 대역폭과 디더 레이트의 관계는 다음과 같이 개략적으로 나타낼 수 있다.
루프 대역폭 > 3(삼각형 형태 주파수) 및
루프 대역폭 > 3(슈도 랜덤 형태 레이트) (형태 길이).
루프 대역폭 양이 고정된 경우, 삼각형 형태는 더 큰 디더 주파수를 지원할 수 있다. 디더 레이트는 방해파의 협대역 검출보다 빨라야 하기 때문에(주파수 디더링으로 나타나기 위해), 삼각형 형태는 동일한 검출 시간에서 슈도 랜덤 형태보다 더 디더링된 형태로 나타난다.
따라서 디더 검출 시간은 디더 주파수의 하한에 영향을 미친다. 간섭 희생(interference victim)의 대역폭은 애플리케이션마다 다르므로, 아쉽게도 디더 주파수의 하한은 더 낮아지기 쉽다. 디더 주파수의 하한 제한에 영향을 미치는 다른 요인은 디더 레이트 자체에서 발생하는 대역 외 잡음이다. 선형 시스템의 경우, 삼각형 형태의 디더링 시스템은 디더 레이트 또는 인접한 고조파에서 톤을 갖지 않는다. 슈도 랜덤 구조는 디더 레이트에서 보다 낮은 레벨의 슈도 랜덤 형태 스펙트럼을 갖는다. 그러나 이러한 클록 신호가 비선형 회로에 의해 검출된다면, 낮은 디더 레이트가 원하는 대역 속에 혼합되는 바람직하지 않은 상황이 발생할 수 있다.
확산 스펙트럼 기법은 필터링, 차폐, 우수한 레이아웃 등으로 EMI를 낮추는 기존의 기법을 대체하는 기술이 아니다. 그러나 확산 스펙트럼 기법은 특정 주파수의 에너지 최대치에 민감한 특정 서브어셈블리 또는 주변 장치 시스템에 실질적인 이점을 제공한다. 이 기법은 자동차 및 홈 엔터테인먼트 시스템에서 무선/TV 간섭을 최소화하는데 매우 유용하다. 디지털 및 아날로그 시스템이 적절하게 기능하기 위해서는 우수한 PCB 레이아웃이 필수적이지만, 확산 스펙트럼 클록은 필요한 필터링과 차폐 양을 감소시킴으로써 EMI 인증 획득 및 비용 절감에 기여할 수 있다.
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