개요: CDMA/WCDMA 휴대전화의 RF 전력 증폭기의 전원 전압을 제어함으로써 PA 효율을 개선하고 발열을 최소화하며 전화 데이터/통화 시간을 현저히 늘릴 수 있다.
IS95/3GPP 확산 스펙트럼 표준에서 발견되는 선형성 및 인접 채널 전력 비율(ACPR)의 엄격한 규격을 충족하기 위해 CDMA/WCDMA¹ 무선 핸드셋은 선형성이 매우 높은 클래스 A 또는 클래스 AB RF 전력 증폭기가 필요하다. 그러나 그러한 유형의 PA의 PAE는 Po = 28dBm에서 겨우 최대 약 35%이고 더 낮은 전력 레벨에 대해서는 훨씬 더 낮다.
PA는 음성 모드에서 연속으로 동작하지 않는다. 전화 사용자가 말을 하지 않을 때, PA는 1/2 레이트나 1/8 레이트로 동작하므로 음성 모드 시에는 전화기의 발열 문제를 걱정하지 않는다. 그러나 데이터 모드에서 PA는 데이터 전송이 완료될 때까지 계속 흐른다. 낮은 PA 효율과 연속 PA 동작이 결합되어 배터리를 빠르게 소진시키고, 그에 따르는 내부 전력 소비도 전화기의 과열을 초래할 수 있다.
전력 소비는 고속 데이터 전송 서비스를 지원했던 초기 WCDMA 핸드셋의 중요한 문제였다. 이 때문에 설계자들은 더 큰 영역의 히트 싱크, 냉각을 위한 더 많은 공기 흐름 및 대용량 (크기가 더 큰) 배터리를 포함시키지 않을 수 없었다. 이들이 전력 소비 문제를 극복하지 못했다면 오늘날의 핸드셋은 엄청 크고 무거웠을 것이다. 다행히 지난 수년에 걸쳐 CDMA/WCDMA 휴대전화기의 PA 전력 효율이 극적인 개선을 이룸으로써 이 문제는 완화되었다.
PA 전력을 감소시키는 방법
CDMA/WCDMA 시스템에서 PA의 RF 전력 출력은 항상 최대가 아니다. 셀 용량(기지국이 처리할 수 있는 동시 전송의 수)를 최적화하기 위해, 각각의 휴대전화기는 기지국에서 수신된 효과적인 신호 대 잡음비가 각 전화에 대해 동일하도록 RF 출력 전력을 제어한다. 특정 영역에서 여러 대의 전화기로부터 비롯된 RF 출력 전력 레벨의 확률 분포를 보면, 일반적인 CDMA/WCDMA 전화기로부터 나오는 평균 출력 전력이 교외 조건의 경우 약 +10dBm이고 도시 조건에서는 약 +5dBm이다. 따라서 PA 효율 개선을 위한 유용한 목표는 최대 전력 레벨이 아니라 약 +5dBm ~ +10dBm 범위이다.
그림 1에서 알 수 있듯이, CDMA/WCDMA 전력 증폭기를 위해 2개의 전원 전압이 필요하다. VREF는 내부 드라이버 및 전력 증폭기 단을 위한 바이어스를 제공하고, VCC는 드라이버와 전력 증폭기를 위해 콜렉터를 바이어스한다. PA 소비 전류는 이 2가지 전압을 조정하여 감소시킬 수 있다.
그림 1. CDMA/WCDMA 휴대 전화기의 기본 전력 증폭기
VREF 감소
RF 출력이 없을 경우, PA 자체는 VREF = 3.0V 및 VCC = 3.4V에서 100mA의 기본 무부하 전류를 소비한다. VREF를 3.0V에서 2.9V로 낮추면 무부하 전류는 약 20mA 내려간다. 따라서 극적인 절약은 VREF를 낮추어 PA 무부하 전류에서 달성될 수 있지만, PA 선형성과 ACPR이 규격에 부합하지 않게 되는 지점 이하로는 달성될 수 없다.
PA를 위해 만든 슬롯은 각 출력 전력 레벨을 지원하기 위해 필요한 최소 VREF 전압을 제공하는 실험적 데이터가 있을 경우, VREF의 제어와 PA의 전력 제어 프로세스를 능동적으로 결합시킬 수 있다. 이 접근방식이 너무 어렵다면 간단히 저전력 모드 (10dBm 미만) 및 고전력 모드 (10dBm 초과)에 해당하는 2단계 VREF 변화를 구현할 수 있다. 베이스밴드 제어 DAC를 통해 VREF를 조정하려면, 높은 출력 전류 능력을 가진 저전력 연산 증폭기와 함께 외부 이득 설정을 사용한다.
콜렉터 바이어스 전압 감소
기본 무선 핸드셋에서 PA VCC는 직접 단일 셀 리튬 이온 배터리로부터 공급되므로 동작 VCC 범위는 3.2V ~ 4.2V이다. 앞에서 언급한 바와 같이, 통계에 의하면 CDMA/WCDMA PA는 대부분 +5dBm ~ +10dBm의 전력 레벨에서 동작한다. 이 레벨에서는 PA의 선형성을 상실하지 않으면서 PA 콜렉터 바이어스 전압 (VCC)을 상당히 감소시킬 수 있는 동시에 과도한 콜렉터 바이어스 여유로 인한 전력 손실을 줄일 수 있다. 낮은 전력 레벨에서 실험을 근거로 기지국과의 원활한 통신을 유지할 수 있는 한편 PA 콜렉터 바이어스를 0.6V까지 낮출 수 있다.
PA 콜렉터의 가변 바이어스 전압은 특별히 설계된 고효율 DC-DC 스텝다운 컨버터에 의해 제공된다. 이 컨버터의 출력 전압은 베이스밴드 프로세서로부터 전용 DAC 출력을 사용하여 조정된다.
PA 전력 및 PAE를 제어하는 DC-DC 컨버터
PA 콜렉터 전압을 제어하는 DC-DC 컨버터는 신호 제어를 위해 신속히 반응해야 한다. 일반적으로 컨버터의 출력 전압은 베이스밴드 프로세서로부터 아날로그 제어 전압이 변화한 지 30ms 이내에 새로운 목표 전압의 90% 이내에서 안정화되어야 한다. 컨버터 칩은 VCC 제어 입력과 PA 콜렉터를 바이어스하는 출력 전압 사이에 적합한 내부 이득을 제공한다. 이것은 또한 높은 주파수에서 스위치하여 인덕터의 물리적 크기를 줄인다.
PA와 배터리 사이에 DC-DC 컨버터를 연결하면 문제가 커진다. 즉 낮은 배터리 전압에서 높은 RF 전력의 수요가 있게 된다. PA 선형성 규격을 유지하면서 28dBm RF 전력을 공급하기 위해 PA 제조업체들은 최소 3.4V의 VCC를 권장한다. 3.4V에서 35% PAE를 유지하려면 530mA의 높은 PA 콜렉터 전류도 필요하다.
28dBm RF 전력: 102.8 mW = 631mW
필수 PA 전력 (VCC x ICC): 631mW/(PAE/100) = 1803mW
3.4V VCC에서 필수 PA ICC: ICC = 1803mW/3.4V = 530mA
3.4V VCC와 530mA ICC를 지원하려면, PA 전력용 DC-DC 컨버터는 일정량의 입력-출력 여유가 필요하다. 예를 들어, 컨버터의 내부 p채널 MOSFET (P-FET)의 온 저항이 0.4Ω이고 인덕터 저항이 0.1Ω일 경우, 직렬로 연결된 이 2개 부품에서의 전압 강하는 (0.4Ω + 0.1Ω) x 530mA = 265mV이다. 따라서 DC-DC 컨버터는 배터리 전압이 3.665V 미만으로 떨어지면 3.4V 출력을 지원할 수 없다.
이 경우 (배터리 전압이 3.665V 미만), PA 콜렉터를 배터리로 직접 연결시키는 것이 좋다. 그렇지 않을 경우 리튬 이온 배터리의 총 용량에 액세스할 수 없다. 일반적으로 해결책은 낮은 Rds(on) P-FET를 병렬로 연결하여 인덕터와 내부 P-FET를 바이패스하는 것이다. 이 바이패스 P-FET(내부 또는 외부적일 수 있음)는 고전력 모드에 있을 때 배터리 전압을 직접 PA 콜렉터에 연결한다 (그림 2). 높은 RF 전력과 낮은 배터리 전압을 조합하기 위해 이 바이패스 방식은 반드시 수행되어야 한다.
그림 2. DC-DC 컨버터(중간 IC)는 베이스밴드 프로세서가 전력 증폭기의 VCC에 대해 엄밀한 제어를 실행할 수 있도록 해준다.
PAE를 최적화하는 최상의 방법은 PA 콜렉터 바이어스를 지속적으로 조정하는 것이다. 그러나 이 접근방식은 계속해서 변하는 콜렉터 바이어스가 존재할 때 양호한 PA 선형성과 ACPR을 보장하는 정교한 소프트웨어와 공장 보정이 필요하다. 차선책은 바이어스 레벨을 일련의 단계를 밟아 변경하는 것이며, 일반적으로 2 ~ 4단계를 거친다 (그림 3). 예를 들어, 4단계 시스템은 VCC 값 Vbatt, 1.5V, 1.0V 및 0.6V로 구성될 수 있다. 이러한 시스템의 전체 효율은 PA 콜렉터 바이어스의 연속 제어를 갖는 시스템의 것과 거의 유사할 만큼 훌륭하며, 낮거나 중간 출력 레벨의 경우 인덕터는 150mA 미만의 최대 전류를 지원하기 위해서만 필요하다.
그림 3. 그림 2에서 알 수 있듯이 DC-DC 컨버터는 전력 증폭기를 위해 최대 PAE를 제공한다.
다운로드, PDF 형식
