개요: 현재의 초고성능 ASIC 및 마이크로프로세서는 150W 이상의 전력을 소모한다. 전원 전압이 1V ~ 1.5V 범위인 경우 이 소자들에 필요한 전류량은 100A를 쉽게 뛰어 넘는다. 다중위상 DC-DC 컨버터를 사용하면 이러한 소자에 전원을 공급할 때 제어하기가 훨씬 쉬워진다.
현재 확장성이 있는 전원 컨트롤러를 사용하면 특정 DC-DC 컨버터에 대한 위상의 수를 선택할 수 있다. 확장성이 있기 때문에 다수의 컨트롤러가 병렬로 동기 동작할 수 있고, 온보드 PLL 기반 클록 발생기는 컨트롤러가 동기 동작을 할 수 있도록 해준다.
다중위상 토폴로지
단일 위상 벅 레귤레이터에 대해 그다지 엄격한 전력 제한이 없을 때 부하 전류가 20 ~ 30A 이상이 되므로 다중위상 컨버터를 사용하는 방법의 이점이 크게 부각되고 있다. 이 이점들에는 입력 리플 전류의 감소, 입력 커패시터 수의 대폭 감소, 리플 주파수의 유효 곱에 의한 출력 리플 전압의 감소, 보다 많은 부품으로 손실이 분산되어 부품 온도 상승 억제, 그리고 외부 부품의 높이 감소 등을 들 수 있다.
다중위상 컨버터는 기본적으로 병렬 동작하는 다수의 벅 레귤레이터로 스위칭 주파수가 동기되고 360/n도 만큼 위상이 전환되어 있다(n은 각 위상의 수). 컨버터를 병렬 동작시킬 경우 출력 조절이 다소 복잡해지긴 하지만 각 인덕터 전류 및 출력 전압을 조절하는 전류 모드 제어 IC를 사용하면 쉽게 해결된다.
입력 리플 전류
설계 엔지니어가 입력 커패시터를 선택할 때 당면하게 되는 핵심 사항은 입력 리플 전류의 처리이다. 입력 리플 전류는 다중위상 토폴로지를 사용할 경우 크게 줄어든다. 이 토폴로지에서 각 위상의 입력 커패시터는 진폭이 작은 입력 전류 펄스를 흘리게 된다. 또한 위상이 이동하면 전류 파형의 유효 듀티 사이클이 증가하므로 결과적으로 RMS 리플 전류가 적어지게 된다. 표 1의 리플 전류 레벨을 보면 리플 전류의 감소로 인한 입력 커패시터 용량의 절감 상태를 알 수 있다.
K값이 높은 유전체를 사용하는 세라믹 커패시터는 최상의 리플 전류 처리 특성을 제공하고 PCB 면적도 가장 적게 차지한다. 1812 폼 팩터에 내장된 세라믹 커패시터는 커패시터 당 리플 전류 정격이 2A ~ 3A이다. 원가를 절감해야 하는 설계에서는 전해 커패시터를 사용하는 것이 좋다.
출력 리플 전압의 억제
코어 전압 전원의 경우 정확도 요건이 일반적으로 2% 미만이다. 이는 1.2V 전원에서 ±25mV의 출력 전압 윈도우가 있는 것으로 해석된다. 출력 전압 윈도우를 보다 효과적으로 사용할 수 있는 방법이 소위 '능동형 전압 포지셔닝'이다. 부하가 작을 경우 컨버터는 출력 전압 윈도우의 중점보다 위쪽의 값에서 조절하고, 부하가 클 경우 출력 전압 윈도우의 아래쪽의 값에서 조절한다. ±25mV 윈도우의 경우, 작은(큰) 부하에서 범위의 상한(하한)에서 조절하면 전체 전압 윈도우를 불연속 부하 증가(감소) 시 사용할 수 있다.
L부하 전류의 간격을 크게 하려면 천이 현상을 최소화시키기 위한 ESR 값이 극도로 작은 커패시터와 불연속 부하가 감소하는 동안 주 인덕터의 저장된 에너지를 흡수할 수 있는 커패시턴스가 있어야 한다. 유기 폴리머 화학으로 인해 저 ESR 탄탈 커패시터의 성능이 향상되었다. 폴리머 커패시터는 ESR 값이 가장 낮은 최상의 커패시턴스를 제공한다. 세라믹 커패시터의 경우 고주파 성능이 탁월하지만 소자 당 총 커패시턴스는 탄탈 및 폴리머 커패시터의 1/2 ~ 1/4에 불과하다. 따라서 일반적으로 세라믹 커패시터가 가장 이상적인 출력 커패시터라고 할 수 없다.
로우 사이드 MOSFET
전압 범위가 1.2V ~ 12V인 컨버터의 경우, 로우 사이드 MOSFET에서 90%의 온 타임이 수행되어야 한다. 이 경우 전도성 손실이 스위칭 손실의 대부분을 차지하게 된다. 이러한 이유 때문에 2~3개의 MOSFET을 병렬로 사용하기도 한다. 여러 개의 MOSFET을 병렬로 구동하면 RDS(ON)을 효과적으로 감소시킬 수 있기 때문에 전도성 손실을 줄일 수 있다. MOSFET이 꺼졌을 때에도 인덕터 전류는 MOSFET의 바디 다이오드를 통해 지속적으로 흐르게 된다. 이 때, MOSFET 드레인 전압은 0이 되어 스위칭 손실이 크게 감소하게 된다. 표 1에는 여러 다중위상 회로에서의 손실이 표시되어 있다. 위상 수가 증가하면 로우 사이드 MOSFET의 전체 손실이 감소하여 MOSFET의 온도 상승률이 감소된다는 점에 유의한다.
하이 사이드 MOSFET
듀티 사이클이 10퍼센트가 되면 하이 사이드 MOSFET 스위칭 손실이 전도성 손실의 대부분을 차지하게 된다. 하이 사이드 MOSFET의 통전 시간이 짧기 때문에 전도성 손실은 그다지 중요한 요소가 아니다. 따라서 온 저항을 낮추는 쪽보다는 스위칭 손실을 낮추는 것이 더 중요하다. 스위칭 시간(tON 및 tOFF 모두) 동안 MOSFET은 전압과 전도 전류에 내성을 지녀야 한다. 이 전압과 전류의 곱이 MOSFET의 약전력 (weak-power) 손실의 값을 결정한다. 따라서 스위칭 간격이 짧을수록 전력 손실이 적어진다. 하이 사이드 MOSFET을 선택할 때는 게이트 전하 및 게이트-드레인 커패시턴스가 낮은 것이 좋다. 온 저항이 낮은 것보다는 이 두 요소가 낮은 것이 훨씬 더 중요하다. 표 1를 보면 전체 MOSFET 손실이 위상 수 증가에 따라 줄어드는 것을 알 수 있다.
인덕터의 선택
인덕터의 값은 피크 간 리플 전류의 값을 결정하게 된다. 허용 가능한 리플 전류의 값은 일반적으로 최대 DC 출력 전류의 퍼센트로 계산된다. 대부분의 애플리케이션의 경우 리플 전류 허용도는 최대 DC 출력 전류의 20% ~ 40%이다.
코어 전압이 낮을 때 인덕터 전류는 증가 속도만큼 빨리 감소되지 못한다. 부하가 감소하는 동안 출력 인덕터는 과충전되어 과전압 상태를 유발할 수 있다. 그러나 이보다 작은 값의 인덕터를 사용하면(리플 전류를 더 크게 - 40%에 가깝게) 적은 양의 저장된 에너지가 출력 커패시터에 전달되므로 전압 서지도 최소화된다.
온도를 고려한 설계
표 1에는 사용된 위상 수의 히트싱크 요건이 추정값으로 제시되어 있다. 100LFM ~ 200LFM의 성능을 제공하는 강제 대류 방식의 냉각 시스템에서 단일 위상 설계의 경우 0.6°C/W의 온도 저항을 얻으려면 상당히 큰 히트싱크가 필요하다. 4위상 설계의 경우 온도 저항이 2°C/W로 증가할 수 있다. 이러한 온도 저항은 히트싱크와 100LFM ~ 200LFM의 공기 유동이 없어도 쉽게 얻을 수 있다.
표 1. 동기식 벅 레귤레이터 설계에 사용된 핵심 매개변수 및 위상 수 비교
(예: 12V ~ 1.2V, 100A 벅 레귤레이터)
Number of Phases
1
2
4
8
Current per phase
100A
50A
25A
12.5A
Input capacitor, 3A rated
Ripple current
31.6A
22A
15.8A
11.2A
Number required
11
8
6
4
H/S MOSFET
RMS ripple current
31.6A
15.8A
7.9A
3.9A
Package size
DPAK
DPAK
SO-8
SO-8
Number required
2
2 (1/ph)
8 (2/ph)
8 (1/ph)
Power dissipation (each)
22W
1.8W
0.32W
0.22W
Total power dissipation
4.4W
3.6W
2.5W
1.76W
L/S MOSFET
RMS ripple current (each)
94.8A
47.4A
23.7A
11.9A
Package Size
DPAK
DPAK
SO-8
SO-8
Number required
3
2 (1/ph)
8 (2/ph)
8 (1/ph)
Power dissipation (each)
6W
12W
1.4W
1W
Total power dissipation
18W
24W
11.2W
8W
COUT 470µF, 10m
Number required
7
7
7
7
VSS ripple
22mV
11mV
5mV
1mV
Heatsink capacity
0.6°C/W
1°C/W
2°C/W
4°C/W
Estimated efficiency
69
77
85
89
설계 예제
그림 1에는 4위상 DC-DC 컨버터로서 MAX5038을 사용한 예가 수록되어 있다. MAX5038 마스터 원격 전압 감지 입력(VSP-VSN 핀)은 마스터와 슬레이브 EAN 입력 모두에 신호(DIFF)를 제공하므로 병렬 동작이 가능하다. 또한 MAX5038 마스터는 클록(CLKOUT)을 MAX5038 슬레이브 컨트롤러에 제공한다. PHASE 핀을 개방하면 슬레이브는 90°로 위상이 이동하면서 CLKIN 신호에 동기된다. 오차 증폭기 역시 전압 오차 증폭기의 이득을 설정하여 능동형 전압 포지셔닝 기능을 수행한다. 정밀 이득 설정 저항을 사용하면 부하를 정확하게 분산할 수 있다. 전압 오차 증폭기의 출력(EAOUT)은 각 위상의 부하 전류를 프로그래밍한다. (그림에는 수록되지 않았지만) CLP1 및 CLP2 핀에서 각 전류 루프에 보상 회로가 사용되므로 대부분의 라인 및 부하 상태에 대해 매우 안정적인 출력을 제공한다.
그림 1. 2개의 MAX5038을 사용한 4상의 예. 마스터가 원격 전압 감지 기능과 클록 생성 기능을 수행하여 슬레이브 컨트롤러를 통해 출력 전류를 증가시키고 동작 주파수를 동기화한다.
결론
다중위상 동기 DC-DC 컨버터는 전류가 100A 이상일 때 1V ~ 1.5V의 전압이 필요한 ASIC 및 마이크로프로세서에 효과적으로 전원을 공급한다. 이 컨버터는 커패시터 리플 전류, MOSFET 전력 손실, 천이 응답 및 허용 가능 리플 전압 등의 기본적인 문제를 해결해 준다.
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