개요: 이 글에서는 PSRR, 턴 온 과도 특성 억압 및 PCB 접지 등 헤드폰 증폭기 성능에 영향을 미치는 주요 요소들을 검토하고자 한다. 여기에서는 MAX4410과 MAX4298/MAX4299 헤드폰 증폭기를 사용해 하나의 특정 애플리케이션(헤드폰 증폭기)에 대해서만 집중적으로 논의하고자 한다.
오디오 설계자들에게 주어진 가장 큰 도전은 ASIC이나 프로세서, 그리고 DC-DC 컨버터와 함께 작동하는 고성능의 저잡음 아날로그 회로를 만드는 것이다. 여기에서 고려해야 할 것은 일반적인 오디오 재생 체인에서 단 하나의 부품, 즉 헤드폰 드라이버에 미치는 영향이다.
노트북 PC의 헤드폰 출력은 소스원의 다이내믹 레인지를 그대로 유지하면서 최대 1Vrms의 진폭 범위를 갖는 신호로 낮은 임피던스 부하(일반적으로 32Ω, 일부 경우 최저 16Ω) 로 구동되어야만 한다. 이것은 간단한 작업처럼 보이지만, 좀더 자세히 검토해 보면 실제로 매우 힘든 작업임을 알 수 있다.
헤드폰 출력은 단일 공급 전압으로 전원이 공급될 때 이 다이내믹 레인지를 유지해야만 하며, 이 전압은 DC-DC 컨버터에서 파생되고 고속 디지털 회로와 공유된다.
이러한 회로에서 발생하는 신호 진폭 및 부하 임피던스를 고려해 볼 때, 공급전원에서 소비되는 피크 전류는 최대 90mA에 달한다.
전원 또는 헤드폰 드라이버를 셧다운할 때, 클릭 또는 과도전류가 발생되어서는 안된다.
전원 잡음
적당한 신호 대 잡음 비율을 실현하려면 헤드폰 증폭기 출력에서 발생할 수 있는 전원 잡음 영향을 최소화해야 하며, 이를 위해 헤드폰 드라이버 내의 전원 제거기능은 필수적이다. 예를 들어, CD 또는 DVD 기반 제품의 다이내믹 레인지는 90dB를 초과할 수 있다. 오디오 전원 전압에 100mV의 노이즈 부품이 있고, 스펙트럼 콘텐트의 대부분이 오디오 대역폭에 상주해 있다면, 90dB의 다이내믹 레인지를 유지하기 위해서는 헤드폰 출력에서 잡음을 약 30µV 로 감소시켜야만 한다. 실제로 헤드폰 드라이버의 PSRR은 유효 주파수에서 70dB를 초과해야 한다.
오디오 대역에서 이러한 전원 제거를 실현하려면, 특히 과도 주파수에 대한 증폭기의 전원 잡음 억제를 고려한 신중한 설계 접근방식이 필요하다. 대부분의 OP 앰프 데이터 시트에서는 PSRR이 대체적으로 DC 만큼 높고, 주파수가 증가하면 극적으로 떨어진다는(일반적으로 -20dB/10년) 것을 보여주고 있다. 20kHz에서 일부 부품들의 경우 40dB 미만의 PSRR을 나타내기도 한다.
일부 DC-DC 컨버터는 오디오 주파수 스펙트럼의 상단에 더 높은 잡음 부품을 연결한다. 이러한 주파수대에서 들릴만한 수준인지 여부는 아직 논란의 여지가 남아 있지만, 헤드폰 출력에서는 여전히 측정될 수 있는 수준의 잡음인 것은 사실이다. 온 보드 헤드폰 드라이버를 탑재한 오디오 DAC(또는 CODEC)에 관한 대부분의 데이터 시트에서는 독자들의 관심을 끌만한 PSRR 규격을 제시하고 있지 못하다. 규격이 제공된다 하더라도 보통 PSRR과 주파수 관계에 대한 내용보다는 전기적 특성과 관련된 한가지 항목 정도에 불과하다.
대부분의 헤드폰 증폭기는 충분한 PSRR을 갖추고 있지 못하기 때문에 외부에 저전압 강하(LDO) 레귤레이터를 추가하여 헤드폰 증폭기의 공급전압을 제거하게 된다. 예를 들어, 오디오 회로의 일반적인 공급전압이 여전히 +5V인 노트북 PC의 오디오 출력의 경우 충분한 전원 전압 노이즈를 제거하기 위해서는 일부 노드가 종종 4.7V 정도까지 레귤레이트되곤 한다.
MAX4298/MAX4299(초고성능 PSRR 스테레오 드라이버)와 같은 IC는 디바이스 안의 주요 노드에 내부 서브 레귤레이션을 적용함으로써 일반적으로 사용되는 다른 방법들 보다 훨씬 높은 수준까지 PSRR을 증가시킨다. PSRR 레벨을 1KHz에서 100dB 이상으로 가능하게 하는 이러한 접근방법은 별도의 외부 레귤레이터를 사용할 필요가 없다.(그림 1).
그림 1. 이 전형적인 MAX4298 애플리케이션에서는 헤드폰에 DC 전압이 적용되는 것을 차단하기 위한 220µF AC 커플링 커패시터를 보여주고 있다. 다른 추가 부품들은 전원 제거 과도전류의 크기를 제어하는데 사용된다.
클릭 앤 팝 억제
클릭/팝의 억제는 일반적으로 IC가 정지되거나 파워 업(또는 파워 다운)될 때 발생하는 갑작스럽고 불안정한 과도전류를 최소화할 수 있는 IC의 기능이다. 예고되는 비정상적인 상태를 커버할 수 있도록 정지시킬 수 있는 다운스트림 회로가 없는 출력 드라이버에서는 이러한 기능을 수행하기가 어렵다. 헤드폰 플러그가 접속되면, 헤드폰 구동여부와 상관없이 오디오 시스템의 과도전류가 수행되거나 차단된다.
헤드폰 드라이버는 일반적으로 그림 2에서와 같이 대형 커패시터를 통해 단자 소켓에 출력을 AC 커플링하여 단일 전압로부터 전원을 공급받는다. 이렇게 하면 헤드폰 구동 장치를 파손시킬 수 있는 DC 전압이 헤드폰에 유입되는 것을 방지할 수 있다. 동작 시, 차단 커패시터는 그 자체에 전압을 가지게 되는데, 그 이유는 커패시터의 헤드폰 쪽이 접지 전위에 있고 증폭기 출력은 미드 레일에 가깝게 바이어스되기 대문이다. 커패시터는 전원이 공급될 때 동작전압에 맞게 충전되어야 하지만, 전류는 부하(헤드폰 보이스 코일)를 통해 흘러야 한다. 그렇다면 이 전류가 가청 신호를 만들지 못하도록 방지할 수 있는 방법은 무엇인가?
그림 2. 일반적인 단일 전압 제품에서 헤드폰 드라이버를 위한 일반적인 구성회로로서 헤드폰 임피던스(헤드폰으로부터 DC를 차단하는 데 필요)를 사용하여 고대역 통과 필터를 형성하는 직렬 커패시터를 포함하고 있다.
일부 설계에서는 증폭기의 출력 주변에 JFET와 디스크리트 부품을 사용하여 충전 전류를 억제하기도 한다. 또 다른 경우에는 턴 온 과도전류를 늦추기 위해 RC 시간 상수를 제공함으로써 교란 주파수 콘텐트를 낮춰 불쾌감을 불러일으키는 요인을 감소시킨다. 최소한 하나의 부품은 파워 업 시 초래되는 "팝' 현상을 보다 완벽히 억제하기 위해 back-to-back 지수 램프(S형 프로파일)를 채택하게 되며, RC 지수 접근방식과는 달리 이러한 프로파일은 갑작스런 dv/dt 변화를 초래하지 않는다.
파워 다운 과도전류는 보다 심각한 문제다. 증폭기에 전원이 없다면 어떻게 출력 커패시터 방전을 제어할 수 있겠는가? 한 가지 해결 방안은 전원이 공급될 때 충전된 커패시터로 대기 전압을 구성하고 헤드폰 증폭기에 전원을 제공한 다음, 메인 전원이 제거된 후 천천히 셧다운할 수 있는 충분한 에너지를 증폭기에 공급하는 것이다. 이러한 기술이 사용된 애플리케이션(그림 1)은 그림 3과 같은 파형을 생성한다.
그림 3. 이 파형은 그림 1 회로에서 VCC(t = -1s)를 적용하고, 이를 제거(t = 0s)한 효과를 나타낸 것이다. VCC는 나타나 있지 않다. MAX4298 출력(상위 트레이스)의 S형 천이는 부하(하위 트레이스)에서 안정되고 제한된 출력 교란을 생성한다. 제어된 출력은 턴 온 과도전류를 귀에서 거의 들리지 않을 정도의 낮은 오디오 주파수로 제한하게 된다.
그림 3에서 확연히 알 수 있듯이, 몇 가지 추가적인 부품은 MAX4298의 원활한 파워 업 동작과 제어되고, 매끄러운 파워 다운 과도전류를 달성할 수 있도록 해준다. 이 기술은 보조 VCC 핀(SVCC)이 사용되는데, VCC가 존재할 경우 외부 쇼트키 다이오드는 저장 커패시터를 충전하고, 전원이 제거되면 MAX4298이 다음과 같이 기능하게 된다.
오디오가 뮤트된다.
스테레오 증폭기는 낮은 무부하 전류 모드로 반전되어 SVCC 핀에서 전원을 소비한다.
출력 바이어스 전압은 파워 업 파형을 그대로 반영함으로써 갑작스런 dv/dt 변화를 제거할 수 있도록 S형 프로파일을 사용해 천천히 접지단으로 내려간다.
결국 저장 커패시터는 방전되지만, 출력 전압이 접지에 머물기 때문에 SVCC 전원이 꺼지면서 출력 과도전류는 무시할 수 있는 수준이 된다.
다른 접근방식
마케팅 부서에서는 그다지 높은 점수를 주지 않겠지만, 위의 솔루션들은 드러나지 않는 무형의 기능을 만족시키기 위한 적잖은 노력(자재 명세서상의 추가 라인 항목)을 필요로 한다. 이상적인 접근방식은 출력 커패시터를 완전히 제거하여 헤드폰 보이스 코일을 통한 충방전 효과를 무효화하는 것이다. 예를 들면 헤드폰 구동을 DC 커플링하여 출력 바이어스를 0V로 하고, 듀얼 극성 전원으로부터 증폭기에 전원을 공급하면 커패시터를 제거할 수 있다.
대부분의 배터리 전원 공급 방식 설계에서, 단일종단 전원의 제한이 있다는 점을 감안할 때, 설계자는 두 가지의 옵션을 선택할 수 있다. 하나는 3차 증폭기를 사용하여 미드 레일로 헤드폰 반사를 바이어싱함으로써 "pseudo-0V" 출력 바이어스를 생성하는 것이다. 메인 스테레오 증폭기는 미드 레일에서도 바이어싱되기 때문에 DC 커플링 커패시터가 제거될 수 있다. 따라서, 3차 증폭기는 두 개의 메인 증폭기에서 나오는 전류를 싱킹(sinking) 및 소싱(sourcing)할 수 있어야 하고 또한, 헤드폰 잭으로 유입되는 ESD 방전을 핸들링 할 수 있을 정도로 충분히 견고해야 한다.(잭 슬리브는 반드시 섀시와 분리되어야 한다).
또 다른 한 가지 옵션은 공급되는 (+) 공급전압으로부터 전용 (-) 전압을 생성하거나, 간단하게 자체 (-) 전압을 발생시키는 부품을 사용하는 것이다 (그림 4). 이 접근방식을 사용할 경우 ESD와 접지는 문제가 되지 않으며, 여분의 전압량이 생기기 때문에 피크-투-피크 출력전압은 거의 두 배가 된다. 이는 +3V 혹은 그 미만의 전원으로부터 동작할 때 매우 유용한 기능이다.
그림 4. 듀얼 전원으로부터 증폭기에 전원이 공급되도록 온 보드 충전 펌프는 (+) 전원 전압을 반전시킨다. 직렬 커패시터가 더 이상 필요하지 않고 충전 펌프를 위한 소형 세라믹 커패시터만 요구되기 때문에 PCB 공간을 최소화할 수 있다.
MAX4410 헤드폰 증폭기는 (+) 전원 핀으로부터 자체적으로 내부에 (-) 전원을 생성한다. 증폭기는 0V의 DC 출력 바이어스를 가지고 있기 때문에 출력 커패시터는 불필요하다. 또한 내부의 차단회로가 전원 상승 또는 하강 중이거나 혹은 너무 낮은 경우에도 공급 전압에 의해 초래되는 스퓨리어스 연산을 방지하므로 팝 또는 클릭이 발생하지 않는다. 증폭기의 출력 전압 스윙은 동등한 단일 전원의 두 배에 이르기 때문에 더 많은 신호여분 및 출력 전력 증가 등의 이점을 제공한다.
기타 문제점
실험실에서 성공한 설계라 할지라도 일반적으로 제품화하기 전에 여러 가지 수정을 거치게 된다. 예를 들어, ESD와 관련해서 헤드폰 드라이버와 잭 소켓 사이에 페라이트 비드 또는 기타 EMC 측정치를 요구할 수 있다. 이러한 부품은 오디오 주파수에서 상당한 임피던스를 가지기 때문에 크로스토크(crosstalk)나 출력 전력 손실 등과 같은 문제로 이어질 수 있다. 그러나 보다 주의 깊은 설계와 켈빈 감지 기술을 이용하면 좋은 오디오 성능을 얻을 수 있다.
헤드폰으로부터의 리턴 전류도 고려해야 한다. 100mA에 달하는 전류를 사용하기 때문에 접지면 또는 PCB 트랙의 한정된 임피던스가 상당한 IR 드롭을 발생시킬 수 있다. 비슷한 원리로 DC-DC 컨버터와 접지를 공유함으로써 SNR을 저하시킬 수 있으며, 이러한 면에서 전용 리턴 트랙이나 카퍼 필(copper fill)이 도움이 될 수 있다.
디지털의 미래?
디지털 입력 헤드폰이 급격히 확산되지 않는 한, 잭 소켓을 구동하는 회로는 결국 아날로그로 남을 수 밖에 없다. 클래스 D 설계에서는 곧바로 증폭기 출력에 이르는 디지털 오디오 경로를 확보할 수 있겠지만, 효율을 유지하고 EMI를 줄이기 위해서는 필터링 부품이 필요하다. 또한 PSRR과 클릭/팝 억제는 성능을 저하시킬 수 있으므로 아날로그 하드웨어 설계는 그 유용성으로 인해 최소한 한 동안은 계속 채택될 것이다.
의견을 보내주세요! 위 내용이 도움이 되셨나요? 여러분의 의견을 기다립니다 — Maxim은 보내주신 정정이나 제안사항을 반영하고 있습니다.
이 페이지를 평가하고 의견을 보내주십시오.
다운로드, PDF 형식
