개요: 현재 사용 가능한 RF 전력 증폭기(PA)가 제공하는 효율이 그다지 높지 않아, 휴대용 컴퓨팅 기기에 탑재되는 무선 통신 기능은 매우 뛰어난 전력 관리 기능을 필요로 하게 되었다. 일부 통신 프로토콜은 버스트 송신 기법과 비송신 시 셧다운을 허용하지만(듀티 사이클 제어)을 쓰고 있지만, 송신 중의 일반적인 PA 효율은 40% ~ 60%를 넘지 않는다. 반면에 휴대기기의 주 전원 효율은 일반적으로 90% ~ 95%이다.
다수의 휴대 기기는 1 ~ 4개의 비충전식 알칼라인 배터리로 동작한다. 백라이트가 있는 디스플레이를 사용하여 보다 높은 수준의 순간 전력을 요구하는 기기들은 NiMH 또는 Li+ 배터리를 사용하여 보다 긴 배터리 수명(충전 주기 또는 배터리 교환 주기)을 제공한다. 그러나 배터리의 형식이나 구성과는 상관 없이 모뎀, PA, 그리고 무선 통신에 필요한 무선 회로는 시스템이 충분한 동작 시간을 유지하기 위해 추가적인 배터리 용량이 필요한 실정이다.
전형적인 이들 시스템 중 하나가 셀룰러 디지털 패킷 데이터(CDPD)를 전송하는 PCMCIA 무선 모뎀이다. 이 장치는 휴대용 PDA 또는 Windows® CE가 탑재된 휴대용 컴퓨터에 장착되며, 3.3V 전원에서 수백 mA의 전류를 소비한다. PCMCIA 카드는 일반적으로 보조 배터리를 갖고 있어 호스트 배터리에서의 과도한 전력 소모를 막을 수 있다. 데이터 전송 중 필요한 많은 양의 전력을 공급하기 위해, 보조 배터리는 보통 널리 사용되는 최신 충전식 배터리에서 볼 수 있는 낮은 등가 직렬 저항(ESR)을 갖는다. 무선 링크를 위한 실제 출력은 주로 PA의 송신 출력과 효율에 따라 달라진다.
예를 들어, 무선 데이터 통신 링크용 전원 장치(백업 배터리 포함)는 3.3V로 동작하는 호스트 휴대용 시스템과 인터페이싱해야 한다. (그림 1 - 휴대용 시스템에는 16핀 QSOP IC1, 8핀 µMAX® IC2와 같은 초소형 패키지가 적합하다.) 보조 배터리는 단일 리튬 이온 셀로, 완전 충전 시 전압이 4.1V ~ 4.2V이며 2.9V 미만에서는 남아있는 에너지가 거의 없게 된다. IC1은 이 전압을 3.3V로 변환하며, IC2는 결과적인 백업 전압이 호스트 전원을 12mV (0.36%) 이내로 트래킹하도록 한다.
그림 1. 이 회로는 휴대용 기기에 무선 모뎀 및 전력 증폭기 기능과 함께 적절한 전력 관리 기능을 부여한다.
무선 하드웨어와 호스트 연결을 위해 트래킹은 필수적인 요소이다. 이는 양방향 데이터 및 제어 회선이 유효한 로직 레벨을 갖도록 하고, 주 배터리로부터 모뎀 하드웨어로, 그리고 보조 배터리에서 주 배터리와 전자 회로로 과도한 전류가 흐르는 것을 방지한다.
회로의 동작은 다음과 같다. 먼저 모뎀이 호스트의 PCMCIA 슬롯에 장착 되기 전의 상태에 있다고 가정하자. 보조 배터리에서는 에너지 소비가 전혀 없거나 거의 없어야 하므로, 모뎀의 전원은 이 경우에 꺼져 있어야 한다. 이 보조 전원에 대한 온/오프 제어 회선은 IC2의 액티브 로우 PG이다. IC2에 전원을 공급하는 호스트의 VHH는 모뎀이 연결되어 있지 않을 때는 존재하지 않으므로 IC2의 전원은 꺼지게 된다.
Power good (액티브 로우 PG) 출력(내부 오픈 드레인 n채널 MOSFET)은 전원이 꺼져 있을 때 하이 임피던스 상태가 되므로, 소비되는 전류는 누설전류에 국한된다. 이 액티브 로우 PG 출력이 high-Z인 한편, 두 개의 저항 분배기(R6/R7: IC1 내부의 비교기로 보조 배터리 전압 모니터링. R3/R4: 전원이 인가될 때 VBOOST 설정)는 액티브 로우 ONB 회선에서 풀 업으로 기능하여 IC1을 셧다운한다. IC1의 스위치 모드 부스트 레귤레이터와 저전압강하 (LDO) 레귤레이터는 셧다운 기간 동안 모두 디스에이블된다. 따라서 분배기를 통한 누설전류 1µA와 IC1로의 전류 1mA가 소비되어, 셧다운 기간 동안 평균 배터리 누설 전류는 2µA에 불과하다.
공급 전압이 인가되었을 때의 전력 필요량을 생각해 보자. PA가 0.6W를 공급해야 하고 효율이 50%라면, 입력은 1.2W가 필요하다. 50% 듀티 사이클로 동작할 경우(송신 및 수신 시간 동일 조건), PA로 입력되는 RMS 전력은 0.6W가 된다. 3.3V 전원에서 이 부하는 약 180mA의 전류를 소비한다. 모뎀의 나머지 회로가 3.3V에서 40mA를 소비한다고 하면 무선 링크를 위한 전체 공급 전류는 3.3V 전원에서 약 220mA¹가 된다.
IC1 부스트 레귤레이터는 (VBOOST에서) 2.7V 소스로부터 약 800mA를 공급할 수 있으며 사실상 방전된 Li+ 셀(2.9V ~ 3.0V)로부터 1A 이상을 공급할 수 있다. 그럼에도 불구하고, PA와 나머지 모뎀 하드웨어는 효율이 떨어지는 내장 LDO로부터 전원 공급을 받게 된다. LDO는 일반적으로 300mA 정격이며 최소 220mA를 보장한다. 그 이유는 잡음 억제 때문이다. LDO는 300kHz에서 약 38dB의 PSRR을 제공하여 VBOOST에서 PWM 스위칭 잡음을 억제하는 이점을 제공한다. PA의 공급 전압과 관련 RF 방사에 대해 이후 단에서의 잡음 억제 필요성을 줄여주거나 아예 없앨 수 있다는 장점이 있으므로, LDO에 의한 이 내장 필터 동작은 FCC 방사 규제를 통과하는 데 도움이 된다. 반면에 효율은 약 8.3%의 손해를 보게 된다.
VBOOST는 3.3V 근방에서 VHH를 트래킹한다. 보조 배터리는 완전 충전 시에 VBOOST보다 높고 방전에 가까울 때 VBOOST보다 낮은 전압을 가지므로, 직렬로 연결되어 있는 LDO 및 부스트 레귤레이터가 필요한 벅/부스트 기능을 제공한다. SEPIC, 플라이백 및 순방향 회로 구성 역시 벅/부스트 기능을 구현할 수 있으나, 이 경우 부피가 크고 고가의 자기 저장 소자(트랜스포머)를 필요로 하며 LDO에 의해 제공되는 잡음 억제 기능이 없다. 이러한 측면에서 그림 1에 나와 있는 회로는 다른 어떤 대안보다도 우수하다 할 수 있다.
다음으로 모뎀 카드를 PCMCIA 커넥터에 플러그인할 때 어떤 일이 일어나는지 알아보자. 이 동작으로 각각의 회로 공통 단자 (GND) 간의 전기적 접속, 그리고 모든 양방향 데이터 및 제어 회선 간의 전기적 접속이 이루어지게 된다. 이후 호스트는 EN 회선을 이용하여 모뎀을 인에이블/디스에이블할 수 있다. 만약 하드웨어가 끼워질 때 이 회선의 전압이 애초에 low였다면 모든 모뎀 하드웨어는 디스에이블되고 LDO 노드에 하이 임피던스가 나타난다.
호스트 컴퓨터의 VHH 전원(공칭 3.3V)이 커넥터를 통해 C1을 충전할 때 IC2는 전원을 공급받게 되며, IC2의 최소 동작 전압으로 인해 VHH가 범위(공칭값의 10% 아래)의 하한에 있을 때 적절한 파워 업이 가능해진다. 15µs의 내부 지연으로 액티브 로우 PG 출력이 low가 되기 전에 VHH가 안정화(V+ 단자에서)되어 모뎀 회로가 이제 EN 회선에 의해 인에이블될 수 있음을 호스트에 알려준다. 액티브 로우 PG 회선에 low(거의 접지 전압)도 배터리 및 부스트 레귤레이션 전압을 적절히 감지할 수 있도록 두 개의 저항 분배기 전압을 접지로 낮춘다.
VHH가 연결되면 IC2는 액티브 로우 PG가 low가 될 때 액티브 로우 ONB를 low로 풀링하고, IC1은 L1을 통과하는 에너지를 실어 날라 (R3/R4 피드백 이용) VBOOST를 약 3.7V까지 올린다. 처음 LDO 레귤레이터는 오프로 유지되다가 VBOOST가 레귤레이션되면 켜진다. IC1은 LDO 출력이 2.3V 이상(VHH가 R2를 통해 C2를 충전했기 때문에 3.3V 근방이 되어야 함)이 되면 트래킹 모드로 진입한다. VBOOST를 LDO 전압보다 300mV 높게 만드는 IC1의 특수 기능인 트래킹 모드는 OUT 단자와 TRACK 단자를 연결함으로써 설정된다. 300mV의 여유를 둠으로써 최대 출력 전류 정격까지 필요한 PSRR을 제공하면서 LDO가 레귤레이션을 계속 유지할 수 있다. 트래킹 모드에서는 필요한 최소값까지 전압을 강제로 부스트하므로, LDO는 최소한의 배터리 전력을 소비하게 된다.
LDO는 IC1의 FBLDO 핀이 내부 기준전압(공칭 1.23V)이라고 가정하면 레귤레이션 상태가 된다. 이 FBLDO 전압은 R5를 흐르는 전류에 의해 생성되는데, 이 값은 R2에 흐르는 전류와 비례한다. 즉, IC2는 VOUT = gm(VSENSE)R5의 전달함수를 갖게 되는 것이다. 여기서 VOUT은 R5를 통과하는 전압, VSENSE는 RS+ 및 RS- 단자(R2)를 통과하는 전압, 그리고 gm = 10-2 mho이다. 레귤레이션 상태에서 VOUT = VFBLDO = 1.23V이다. 따라서,
VSENSE = VFBLDO/(gm*R5).
VSENSE 자리에 VLDO = VHH + VSENSE 관계식을 대입하면,
VLDO = VHH + VFBLDO/(gm*R5).
여기에 그림 1의 회로에 있는 숫자를 대입하면,
LDO = VHH + 1.23/(10-2*104) = VHH + 12.3mV.
R5를 10kΩ으로 설정하면 감지 전압은 12.3mV가 된다. 이 사실을 알면 LDO에서 VHH로 흐르는 전류의 양을 프로그래밍하는 R2의 값을 선택할 수 있게 된다. 예를 들어, R2=1kΩ에서 이 R2 전류는 약 12µA이다.
IC2(하이 사이드 전류 감지 앰프)의 원래 용도는 낮은 값의 고출력 정밀 전류 감지 저항을 사용하여 하이 사이드 전류를 정밀하게 측정하는 것이다. 이 애플리케이션은 10% 정확도의 낮은 출력 전류 감지 저항을 써도 괜찮다는 점에서 드문 경우이다(예: 1/16W 표면 실장 타입). 여기서는 LDO에서 VHH로 정확히 얼마만큼의 전류가 흐르는지는 신경 쓰지 않는다. 그저 그 양이 적게 유지되는가 하는 점에만 관심이 있을 뿐이다.
높은 값(1kΩ)의 전류 감지 저항을 쓸 경우에 이점 중 하나로, VLDO에 단락 또는 예측하지 못한 과부하가 존재할 경우에도 R2를 지나 호스트로 흐르는 전류가 3.3mA에 불과하여 시스템 충돌을 일으킬 가능성이 별로 없다는 점을 들 수 있다. R2는 1kΩ만큼 클 필요가 없다. IC2는 약 800mA를 소비하므로 R2 = 12mV/800µA = 15W로 설정하면 (호스트가 아닌) LDO 노드가 IC2에 전원을 공급하게 할 수 있다.
또 다른 구성으로, IC2의 V+ 노드를 LDO에 VHH 대신 직접 연결하는 방법도 있다. 이렇게 하면 IC2가 전원이 VHH로부터 R2를 지나 공급될 경우 파워 업 시를 제외하고 LDO로부터 전원을 공급받게 된다. 이러한 경우, PA와 모뎀이 셧다운되어 R2에 의해 큰 전압 분배가 일어나지 않도록 LDO측에 하이 임피던스 상태가 되어야 하며, R2는 보증된 동작을 위해 V+에 허용된 최소 전압(3V)을 보장할 만큼 충분히 작아야 한다. 예를 들어, VHH가 3.6V 이상이 되면, R2는 375Ω 미만이어야 한다. 이 값을 쓰면 IC2의 0.8mA의 동작 전류가 VHH 범위(3.6V - 10%)의 하한에서 0.3V 이상 떨어지지 않게 된다.
R2와 병렬로 연결된 Schottky 다이오드(D2, D3)는 RS+와 RS- 간 과도 전압으로부터 IC2를 보호한다. 이를 통해 약간의 누설전류가 발생할 수 있으나 회로 기능에 큰 영향이 미치거나 하는 것은 아니다. R5와 병렬 연결된 커패시터는 LDO 피드백 노드에 고주파 잡음을 접지로 션트함으로써 부드럽고 안정적인 VLDO 전압을 보장한다. 앞서 말한 바와 같이 IC1에는 다목적 입/출력을 갖는 비교기가 포함되어 있다. 이 회로에서는 이 비교기가 보조 배터리 전압을 모니터링하여, 남아 있는 에너지가 통신 링크를 유지할 수 있는 한계점에 이를 때 호스트에 알려주는 역할을 한다.
그림 1의 회로가 위에서 설명한 다양한 조건을 모두 수용할 수 있다는 점에 유의한다. 예를 들어, 이 회로는 무선 모뎀을 휴대 기기에 접속시키기에 적합한 여타 통신 버스들과 호환성을 갖는다. 이 버스들에는 카드버스 그리고 급부상하고 있는 USB 등이 포함되어 있다. 또한 이 회로는 최대 5V의 호스트 전원 전압을 받아들인다. 효율을 더욱 높이기 위하여 일부 애플리케이션은 PA를 VLDO 대신 VBOOST에 직접 연결한다. 이 경우 VBOOST는 VLDO를 트래킹할 필요가 없다. 이 전압은 피드백 저항 세트를 독립적으로 선정하여 별도 제어가 가능하다.
IC1은 1.1V에서 스타트하여 0.7V까지 동작하므로, 2셀 NiMH 보조 배터리만으로도 RF 출력 전압 레벨을 더 낮추는 데 필요한 부스트 애플리케이션에 적합하다. 마지막으로, IC1은 일반적으로 스위칭 주파수가 300kHz 근방일 때 높은 부하에서 저잡음 PWM 레귤레이터로 동작한다. 필요한 경우 이 파형의 고조파 에너지를 200kHz ~ 400kHz 범위에서 외부 소스와 주파수를 (CLK/SEL 회선으로) 동기화함으로써 제어할 수 있다. 방출 또는 전도되는 에너지가 상대적으로 적은 낮은 부하에서는 IC1을 (역시 CLK/SEL 회선을 이용하여) PFM 모드로 변환하여 효율을 최대한 높이고 배터리 수명을 극대화할 수 있다.
¹ PA 듀티 사이클이 100% 미만이고 LDO의 출력 전류가 IC1의 정격 이내에 있을 때는 i*t = C*V 공식을 써서 LDO 출력 커패시터(C2)의 크기를 정하여 LDO 전압이 전송 중에 떨어져도 한계범위 내에 있도록 한다.
µMAX는 Maxim Integrated Products, Inc.의 등록상표이다.
Windows는 Microsoft Corporation의 등록상표이다.
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